Принцип дії і основні співвідношення

На рис. 1 зображено силову частину флайбека, а на рис. 2 – діаграми його основних струмів і напруг.

Рис. 1. Силова частина флайбека

Проаналізуємо найпоширеніший режим роботи флайбека – режим розривних струмів (discontinues) – що до початку наступного циклу вся енергія з трансформатора передана в навантаження, і наступний цикл починається з нульового струму в трансформаторі. Режим безрозривних струмів (continues) поширений значно менше.

Для аналізу розіб’ємо робочий цикл на періоди. Нехай схема працює на частоті f, період буде T =1/ f. Інтервал (t ₀- t ₁) – час включення силового ключа Q ₁ (час прямого ходу) позначимо як t_ON, тобто робочий цикл (Duty Circle, у подальшому D) буде визначатися як D = t_ON / T.

2.1. Інтервал (t ₀- t ₁).

До моменту t ₀ сердечник трансформатора повністю розмагнічено і струм в ньому відсутній. В момент, коли з ШІМ-контролера подається керуючий сигнал, силовий ключ Q ₁ відкривається і струм в трансформаторі починає рости. Тобто в ідеалізованій схемі включення силового транзистора відбувається при нульовому струмі.

В реальних умовах відбувається деякий викид струму, пов'язаний з зарядом паразитних ємностей трансформатора, що при великих вхідних напругах призводить до істотних втрат в ключі і виникненню паразитних високочастотних коливань. Для зменшення останніх прагнуть трохи сповільнити процес відкривання транзистора для зменшення паразитних струмів. Вихідний діод також повністю закритий до цього часу, і немає необхідності в швидкому його перезаряді/відновленні.

Рис. 2. Діаграми основних струмів і напруг силової частини флайбека

Струм в індуктивності первинної обмотки трансформатора L_PRI буде наростати до тих пір, поки ШІМ-контролер не дасть команду на вимикання силового транзистора. ШІМ-контролер розраховує (виходячи з сигналу неузгодженості зворотного зв'язку) кількість енергії, яку необхідно запасти для підтримки постійної потужності в навантаженні плюс втрати в самому джерелі. Якщо потужність в навантаженні позначити як P_OUT, то за час прямого ходу ми повинні запасти наступну кількість енергії:

,

де η – коефіцієнт корисної дії (ККД), f – частота перетворення.

Енергія, що запасається в індуктивності, розраховується за формулою і можна знайти струм, який росте у первинній обмотці трансформатора під час прямого хода:

.

Далі, при розрахунку трансформатора, будемо користуватись цим співвідношенням водночас з формулою для визначення необхідної індуктивності первинної обмотки.

Величина імпульсного струму не залежить від вхідної напруги і це дозволяє будувати схеми обмеження вихідного струму (потужності).

Визначимо середньоквадратичне значення первинного струму для розрахунку втрат в силовому ключі і в обмотці трансформатора.. Для трикутного струму середньоквадратичне значення буде розраховуватись за формулою

.

Звідси, статичні втрати в силовому ключі будуть:

,

де – опір каналу відкритого транзистора.

Втрати в первинній обмотці у загальному випадку розраховуються з врахуванням близькості. Основні співвідношення для втрат будуть приведені при розрахунку трансформатора далі.

На вторинній стороні під час цього інтервалу струм навантаження підтримується виключно вихідним конденсатором. До вихідного діода D_OUT прикладається відтрансформована вхідна напруга. Якщо первинна обмотка має N ₁ витків, а вторинна – N ₂, то коефіцієнт трансформації буде , і зворотна напруга на діоді D_OUT буде:

,

де – пряме падіння напруги на вихідному діоді.

При використанні діодів Шотки з недостатнім запасом по напрузі в цьому інтервалі можуть виникнути проблеми – при великій напрузі зворотний струм діода Шотки може досягати істотних значень – одиниць і навіть десятків міліампер, що вкупі з великою зворотньою напругою створює велику розсіювану потужність, особливо при підвищеній температурі – тут можна легко отримати втрати, що перевищують навіть втрати від протікання прямого струму.

2.2. Інтервал (t ₁- t ₂).

Силовий транзистор вимикається, струм в ньому різко спадає від I _PRI до нуля, а напруга починає швидко зростати і досягає V _MAX. Можна очікувати, що в цей момент відбувається велике виділення енергії від динамічних втрат. Оцінити їх досить складно, занадто багато параметрів впливає на швидкість цього процесу, і вплив часу перемикання вельми високий.

У загальному випадку:

залежить від енергії перемикання силового транзистора, сумарного опору в ланцюзі його затвора, напруги живлення вихідного каскаду драйвера, індуктивності в ланцюзі витоку. Але первинний струм також починає перезаряджати паразитну ємність трансформатора, знижуючи швидкість наростання напруги на ключі. Цей ефект знижує динамічні втрати (а іноді взагалі може звести їх вплив до нуля). Тому вплив динамічних втрат виявляється набагато більш істотним для DC-DC конверторів з їх низькими вхідними напругами, великими первинними струмами і високими частотами перетворення, а в мережевих джерелах стають істотними втрати від перезаряду паразитної ємності:

.

Якби трансформатор був би ідеальним, то напруга V_DS(MAX) дорівнювала б вихідній напрузі помноженій на коефіцієнт трансформації (V_REFL). Але наявність паразитних елементів схеми, в основному індуктивності розсіювання трансформатора, призводить до суттєвого викиду напруги на розімкненому силовому ключі. Механізм утворення цього викиду заслуговує детального розгляду.

Приклад. Розглянемо варіант використання найбільш поширеного RCD демпфера. Можливий варіант, коли елементи R_CL і C_CL замінюються на TVS (Transient Voltage Suppressor) – різновид стабілітрона з високою напругою і великою енергією поглинання. Розглянемо особливості його роботи окремо. У трансформаторі флайбека існують дві паразитні індуктивності, не пов'язані з основним потоком, і, строго кажучи, правильніше буде розглядати процеси на моделі ідеального трансформатора з винесеними індуктивностями розсіювання первинної та вторинної сторони. Але обмежимося тим, що приведемо їх до однієї індуктивності L_L(PRI) на первинній стороні – математичні вирази для опису роботи демпфера будуть тими ж самими. На рис. 3 показана частина схеми, що бере участь у процесі вимикання силового транзистора з діаграмами струмів і напруг (рис. 4) в деяких точках. Вважатимемо, що ємність конденсатора демпфера C_CL досить велика що б знехтувати пульсаціями напруги на ньому.

У момент t ₀ силовий ключ розімкнуло, і струм у первинному ланцюзі починає спадати. Це викликає миттєвий реверс напруги на всіх обмотках трансформатора, напруга на первинній обмотці ідеального трансформатора виявляється зафіксованою на рівні вихідної напруги V_REFL, до індуктивності розсіювання докладено напруга (V_CL - V_REFL). У момент t ₀ струм в індуктивності розсіювання дорівнює струму намагнічування I_PRI, і спадає до нуля за час t_CH:

.

Рис. 3. Частина схеми, що бере участь у процесі вимикання силового транзистора

Цей лінійно спадаючий струм втікає в конденсатор демпфера C_CL, заряджаючи його. Середнє значення струму:

.

Рис. 4. Діаграмами струмів і напруг в частині схеми, що бере участь у процесі вимикання силового транзистора

Як тільки струм у паразитної індуктивності спав до нуля, напруга на ній зникла і, відповідно, напруга на силовому ключі теж намагається опуститися до рівня V_REFL. Якби діод D_CL був би ідеальним, перехідний виявився б закінченим – енергія в індуктивності розсіювання первинної обмотки дорівнює нулю, а в індуктивності розсіювання вторинної обмотки – току намагнічування, і демпфер повністю відключений від решти ланцюгів. Але високовольтні діоди мають досить високий час відновлення, зазвичай починаючи від десятків наносекунд. Але в даному випадку цей час грає позитивну роль – на практиці навіть часто намагаються використовувати діоди з відносно великим часом відновлення, це значно знижує напругу на демпфері і, відповідно, втрати в ньому. Отже, в момент t ₁ напруга на індуктивності розсіювання через незакритий діод все ще підтримується на рівні (V_CL - V_REFL), і струм в ній починає наростати по закону:

.

Якщо наведені індуктивності розсіювання первинної та вторинної обмоток рівні, то цей струм, через магнітне поле трансформатора складається зі струмом вторинної обмотки та в точності компенсує зменшення струму намагнічування, і струм, що надходить в навантаження і в конденсатор C_OUT, виявляється постійним на час відновлення зворотного опору діода демпфера. Тобто в інтервалі t ₁- t ₂ відбувається передача енергії з конденсатора демпфера в навантаження. Час відновлення зворотного опору діода ми можемо тільки оцінити – в документації ця величина приводиться для постійного зворотного струму. У нашому випадку лінійно наростаючого струму вона буде дещо більше, і «повільний» діод відновлює свій опір досить повільно, але для оцінки будемо оперувати заявленою величиною. За час t_RR струм в індуктивності розсіювання досягне величини:

і середнє його значення за період буде:

.

У момент t ₂ діод D_CL нарешті відновив свій опір, струм в індуктивності L_L(PRI) починає осцилювати по спадаючій синусоїді в резонансному контурі, утвореному індуктивністю розсіювання первинної обмотки і паразитною ємністю трансформатора, і на процеси в демпфері вже ніякого впливу не робить. Тепер конденсатор C_CL розряджається лише струмом через резистор R_CL, а оскільки пульсації на ньому дуже малі, то:

.

З відомих струмів через конденсатор C_CL та з умови постійної на ньому напруги можна записати, що:

.

При використанні «швидкого» діода демпфера вплив часу його відновлення не істотний, а при використанні «повільного» діода оцінити час його відновлення дуже важко, тому знехтуємо струмом I_RR:

.

Звідси можна знайти значення резистора R_CL для отримання напруги на демпфері:

На практиці це означає, що обчислене значення буде мінімальним, і вплив часу відновлення діода демпфера тільки збільшить його значення. При використанні «повільного» діода доводиться емпірично підбирати значення R_CL. Потужність, що розсіюється на резистори демпфера буде:

.

Якщо ми використовуємо TVS в якості демпфера, то час відновлення діода демпфера нам вже не допомагає – TVS не здатний запасати енергію і, відповідно, віддавати її в навантаження. Тому потужність на ньому буде дорівнює просто добутку середнього струму, що впадає в демпфер, на напругу V_CL (і, відповідно, напрузі спрацьовування TVS):

Оскільки в момент t ₁ струм в індуктивності розсіювання виявився рівним нулю, і TVS миттєво закрився, не відбувається подальшого накопичення енергії, і осциляції напруги на індуктивності розсіювання набагато нижче, ніж в RCD демпфері.

Для ілюстрації вищесказаного наведемо осцилограми напруги на стоку силового ключа для різних варіантів демпфера.

Вихідні дані: P_OUT = 24.3 W

V_IN = 300 VDC

V_CL = 228V

V_REFL = 164V

f = 93.5 kHz

I_PRI = 0.84A

L_L = 21 μH

С_CL = 10 nF

Q ₁ – IRFRC20

Осцилограми для різних випадків наведені на рис. 5-8.

Випадок перший (рис. 5). Немає демпфера. Відбувається резонансний процес обміну енергією між індуктивністю розсіювання і комбінацією паразитних ємностей силового ключа і трансформатора. По частоті коливань можна оцінити величину цієї ємності. Частоті коливань 2,7MHz відповідає еквівалентна ємність порядку 110pF. Амплітуда першого викиду надзвичайно висока – 720В, і, зрозуміло, у такому вигляді використовувати схему не можна. Від джерела схема споживає 92mA, тобто ККД становить 88.0%.

Випадок другий (рис. 6). В якості діода D_CL використовується швидкий діод HS1J з часом відновлення 75ns. Розрахункове значення резистора демпфера для отримання V_CL = 228V складе 21К, практично ж виявилося, що його опір має бути рівним 25К. Внесок часу відновлення зворотного опору діода відносно невеликий – різниця (V_CL - V_REFL) в нашому випадку невелика, але виграш в потужності, що розсіюється на R_CL досить відчутний – 2.5W проти 2.9W. Струм, що споживається від джерела, становить 99mA, ККД – відповідно дорівнює 81.8%.

Рис. 5. Випадок перший Рис. 6. Випадок другий

Рис. 7. Випадок третій Рис. 8. Випадок четвертий

Випадок третій (рис. 7). При тих же самих умовах в якості D_CL використовуємо «повільний» діод S1J з максимальним часом відновлення 2,5μs. Опір резистора демпфера підбирається експериментальний шляхом, і для тієї ж напруги на демпфері його опір склав 150K. Потужність на ньому стала дуже мала (0.35W), але дещо збільшився нагрів діода. На жаль, математично його температуру оцінити дуже складно, і тут доводиться йти дослідним шляхом. Струм, споживаний від джерела відчутно знизився до 96mA, а ККД відповідно виріс до 84.4%.

Випадок четвертий (рис. 8). Використовуємо TVS на номінальну напругу 220V (P6KE220) і швидкий діод HS1J. За рахунок моментального виключення TVS не відбувається подальшого наростання струму в індуктивності розсіювання – і осциляції після її розряду надзвичайно малі. Але при настільки привабливій картині потужність, що виділяється на TVS дуже істотна – 2.5W, що потребує спеціальних рішень для відводу тепла від TVS. Струм споживання від джерела склав 101mA і ККД 80.2%.

На вторинній стороні в цьому часовому інтервалі відбувається передача енергії з трансформатора в фільтр і в навантаження. Обірваний струм в індуктивності не може пропасти, відповідно в момент t ₁ на вторинній обмотці виникає струм I_SEC = I_PRI * K, і до моменту t ₂ спадає до нуля. Струм з вихідної обмотки трансформатора розділяється на два струми – частина тече в навантаження і частина йде на заряд вихідного конденсатора. Тому в цей період струм через конденсатор має трикутну форму з початковим значенням I_SEC - I_OUT і кінцевим значенням I_OUT (струм в обмотці закінчився, і струм навантаження підтримується виключно вихідним конденсатором). Тому середньоквадратичний струм за період далеко не очевидний. Для його знаходження можна використовувати формулу:

,

де – середньоквадратичне значення струму в вихідній обмотці, знаходиться як і у випадку первинної обмотки:

.

Робочий цикл у цьому випадку буде визначатися як . Втрати в вихідному діоді точно розрахувати досить складно, оскільки діод має нелінійну вольт-амперну характеристику, але їх можна оцінити як добуток середньоквадратичного вторинного струму на падіння напруги на діоді:

.

Час даного часового інтервалу легко знаходиться з вихідної напруги V_OUT, індуктивності вторинної обмотки L_SEC і струму в ній:

.

2.3. Інтервал (t ₂- t ₃).

До моменту t ₂ струм у вторинній обмотці трансформатора повністю припинився, і вихідний діод закрився. Тому трансформатор виявляється «підвішеним у повітрі», і на його первинній обмотці виникають відносно низькочастотні коливання, викликані коливальним контуром з індуктивності намагнічування трансформатора і якоїсь еквівалентної ємності, утвореної міжвітковою/міжобмоточною ємністю і вихідною ємністю силового ключа:

В ідеалі даний період повинен прагнути до нуля при максимальному навантаженні і мінімальній вхідній напрузі. Це буде означати, що всі елементи використовуються оптимально – увесь час зайнято корисним процесом передачі енергії. Але при побудові флайбеков з високовольтним виходом цей період повинен бути більше – вихідний діод повинен бути гарантовано закритий до початку наступного циклу, інакше форсоване його відновлення викличе великий кидок струму на первинній стороні через маленький коефіцієнт трансформації, і катастрофічний перегрів діода через велику миттєву потужність, яка виділятиметься на ньому. У момент t ₃ відкривається силовий ключ і процес повторюється.

3. Вибір компонентів для «класичної» схеми флайбека

На рис. 9 приведена «класична» схема флайбека на широко розповсюдженій мікросхемі UC3844. Дана схема зручна для розуміння загальних схемотехнічних принципів, які використовуються і в інших випадках.

Рис. 9. «Класична» схема флайбека на мікросхемі UC3844

Будемо розраховувати номінали компонентів для конкретного випадку. Як приклад візьмемо мережевий флайбек з наступними параметрами:

Вхідна напруга: 220VAC ± 20% (176-264) VAC

Вихідна напруга/струм: 12VDC, 2A (P _OUT = 24W)

Частота перетворення: 100 kHz

3.1. Вибір вхідного конденсатора (C ₁).

Як і в будь-якому мережевому блоці живлення вхідний конденсатор вибирається, виходячи з компромісу між габаритами і 100-герцовими пульсаціями на ньому. Як правило, пульсаціями на частоті перетворення нехтують, оскільки ємність вхідного конденсатора свідомо значно більше необхідної для придушення високочастотних пульсацій. Грубо можна сказати, що достатньо 1-2μF на ват вихідної потужності при стандартній мережі 220VAC ± 20% і 2-3μF на ват при широкій мережі 85-270VAC.

Розрахуємо необхідну ємність конденсатора щоб отримати мінімальну постійну напругу V_{IN (MIN)} при мінімальній постійній напрузі мережі V_{DC (MIN)}:

.

В нашому випадку: . Приймемо мінімальну вхідну напругу як V_IN(MIN) =200VDC. Частота мережі – 50 Hz. Тоді необхідний конденсатор – 31μF. Конденсатор 33μF*400V прийнятний для даного випадку.

3.2. Вибір ШІМ – контролера (U ₁).

Вибираємо контролер з сімейства мікросхем UC3842-UC3845. Це поширений і дешевий чіп, що випускається багатьма виробниками. Виберемо один з варіантів цієї серії виходячи з таких міркувань:

1) Визначимося з максимальним значенням D – з обмеженням у 50% або без обмеження. Якщо не обмежуватися половинним значенням максимально допустимого робочого циклу, то можна дещо знизити пікові струми на первинній стороні при тому ж самому діапазоні вхідних напруг, але виникає наступна проблема: при зниженні вхідної напруги нижче розрахункового ми неминуче потрапимо в режим нерозривних струмів трансформатора, що загрожує багатьма неприємностями, головна з них – виникнення субгармонійних коливань. Ці коливання на половинній частоті перетворення виникають при трьох умовах: при струмовому режимі (Current Mode), коли струм у дроселі нерозривний і D > 50%. Щоб не допустити коливань доводиться вводити додаткові елементи, і все одно дуже важко гарантувати відсутність цих коливань в нерозрахованих режимах. Субгармонійні коливання можуть призводити до виходу з ладу силових елементів, тому ймовірність їх виникнення занадто висока плата за невелике зниження максимального пікового струму. Зрозуміло, дане міркування не може бути вирішальним, і в кожному конкретному випадку необхідно оцінювати ризик з точки зору проекту в цілому. У нашому випадку обмежимося 50-процентним робочим ходом, в більшості випадків мережевих флайбеков це цілком виправдано. Крім того, в даній серії чіпів є можливість обмеження величини робочого циклу будь-якою величиною, і всі розрахунки можуть бути легко адаптовані під будь-яке максимальне значення D.

2) Для мережевого джерела живлення бажано мати великий гістерезис живлячої напруги чіпа – це значно полегшує побудова схем запуску і захисту.

3) Дана мікросхема випускається в двох модифікаціях. У чіпах, позначення яких містить індекс «А», знижений стартовий струм і вище точність опорної напруги, але вартість їх однакова, тому немає ніякого резону використовувати мікросхеми без індексу.

Висновок – зупиняємося на мікросхемі UC3844A, як відповідає всім умовам. В даний час все більшого поширення набувають мікроспоживаючі клони даної серії (UCC380(0…5), UCC3813), і часто їх застосування може бути виправдане (особливо при невеликій вихідний потужності) незважаючи на більш високу ціну.

3.3. Вибір частотозадаючих елементів (C ₅ і R ₈).

У цих мікросхемах реалізований задаючий генератор на наступному принципі. Спочатку конденсатор С ₅ повільно заряджається через резистор R ₈ від опорної напруги, а потім швидко розряджається внутрішнім ключем з фіксованим струмом розряду (8.3mA typ.). Час розряду конденсатора через внутрішній ключ визначає «мертвий» час – коли силовий ключ завжди закритий. Варіюючи величини R ₈ і С ₅, можна не тільки задавати частоту перетворення, але й максимальне значення робочого ходу. В даному випадку треба отримати мінімальний «мертвий» час, що б максимально наблизити наш коефіцієнт заповнення D до 50%. Конденсатор бажано мати як можна меншої ємності, а R ₈ повинен бути якомога більше, виходячи з графіка в специфікації бажано його мати в районі 25-30К. Формула для визначення частоти перетворення наводиться в специфікації:

,

але для чіпів UC3844 і UC3845 ця частота повинна бути вдвічі більше, оскільки для отримання 50-процентного робочого циклу в них використовується тільки кожен другий такт.

Приблизне значення конденсатора для резистора 25К – 344pF. Візьмемо трохи менше значення із стандартного ряду – 330pF, тоді R ₈ повинен бути 26.06К, найближче значення з ряду 1% резисторів – 26.1К.

З'ясуємо максимальне і мінімальне значення частоти через розкид компонентів, а також максимальне значення D. В якості С ₅ будемо використовувати керамічний конденсатор з діелектриком NP0 і допуском ± 5%. Допуск на частоту внутрішнього осцилятора так само становить ± 5% в усьому діапазоні температур. Отже отримуємо:

- номінальна частота: 99.8kHz;

- мінімальна частота: 90.6kHz;

- максимальна частота: 110.1kHz.

Звідси можна знайти «мертвий» час. Конденсатор С ₅ розряджається фіксованим струмом 8.3mA (7.6mA min.), і розмах напруги на ньому 1.7V (дані із специфікації). Тому «мертвий» час буде:

,

що становить менше одного відсотка від частоти перетворення. Тому візьмемо мінімальний рівень обмеження робочого циклу із специфікації – 47%, і будемо оперувати ним.

Тепер визначимо мінімально можливий час відкритого стану ключа, коли чіп намагається зробити максимально можливий D. Це буде при максимальній частоті перетворення і D = 47%. Період буде дорівнювати 9.1μs, і час відкритого стану ключа: t_ON = T * D = 4.28μs.

Відповідно, мінімально можливий час зворотного ходу буде при максимальній частоті і D = 49%: t_ON = 4.46μs і t _off = T - t_ON = 4.64μs.

Отже, в самих несприятливих умовах ми можемо нагнітати струм в трансформатор 4.28μs, і розряджати трансформатор 4.64μs.

3.4. Вибір трансформатора (Т ₁).

Поиск по сайту: