АвтоАвтоматизацияАрхитектураАстрономияАудитБиологияБухгалтерияВоенное делоГенетикаГеографияГеологияГосударствоДомДругоеЖурналистика и СМИИзобретательствоИностранные языкиИнформатикаИскусствоИсторияКомпьютерыКулинарияКультураЛексикологияЛитератураЛогикаМаркетингМатематикаМашиностроениеМедицинаМенеджментМеталлы и СваркаМеханикаМузыкаНаселениеОбразованиеОхрана безопасности жизниОхрана ТрудаПедагогикаПолитикаПравоПриборостроениеПрограммированиеПроизводствоПромышленностьПсихологияРадиоРегилияСвязьСоциологияСпортСтандартизацияСтроительствоТехнологииТорговляТуризмФизикаФизиологияФилософияФинансыХимияХозяйствоЦеннообразованиеЧерчениеЭкологияЭконометрикаЭкономикаЭлектроникаЮриспунденкция

Загальні рекомендації до розробки трансформатора флайбека

Читайте также:
  1. I. Загальні положення
  2. I. Загальні положення
  3. I. Загальні положення
  4. I. Загальні положення
  5. I. Загальні положення
  6. I. Загальні положення
  7. I. Загальні положення
  8. I. Загальні положення
  9. I.ЗАГАЛЬНІ МЕТОДИЧНІ ВКАЗІВКИ
  10. II. Гігієнічні рекомендації
  11. Анализ режима работы трансформатора с отдельным реактором
  12. Анализ режимов работы трансформатора

1. Вважається, що чергування обмоток є благом в плані різкого зниження індуктивності розсіювання трансформатора. Але треба пам'ятати, що це одночасно приводить до зростання паразитної міжобмоточної ємності, і невідомо, що переважить – виграш від менших втрат на демпфуючих ланцюга, або підвищені втрати в ключі від перезаряду паразитної ємності.

Підвищена паразитна ємність між первинною і вторинною стороною призведе також до проблем з придушенням електромагнітних завад – паразитний струм, циркулюючий в високодобротному контурі (ємність трансформатора – протизавадний конденсатор – індуктивність розсіювання – індуктивність монтажу) буде призводити до високочастотному брязкоту, легко проникає до споживача. Крім того, в мережевих джерелах виникнуть додаткові проблеми із забезпеченням зазорів у відповідності до вимог електробезпеки.

Але в DC-DC конверторах з їх низькими напругами живлення і високими частотами перетворення, чергування обмоток виявляється надзвичайно ефективним засобом боротьби як з індуктивністю розсіяння, так і з ефектом близькості (що призводить до втрат на вихрові струми). У цьому випадку втрати на перезаряд міжвіткової ємності трансформатора виявляються незначними зважаючи на низькі напруги живлення.

У будь-якому випадку, треба ретельно аналізувати і перевіряти при макетуванні всі ефекти, пов'язані з індуктивністю розсіювання і паразитної ємністю трансформатора.

Треба пам'ятати про правильне взаємне розташування обмоток в плані мінімізації паразитної межобмоточної ємності. Це пояснює рис. 14.

Рис. 14.

Потенціал точок 1 і 4 постійний, а потенціал точок 2 і 3 змінний і синфазний. Тому у варіанті на верхньому малюнку вплив міжобмоточної ємності значно нижче, ніж у варіанті на нижньому малюнку – частини обмоток з постійним потенціалом розташовані одна над іншою, так само як і частини з синфазно змінюваним потенціалом і паразитні ємності перезаряджаються на набагато меншу величину.

Якщо будується джерело живлення з двома однаковими і різнополярними напругами (наприклад, ± 12V), не рекомендується з'єднувати кінець однієї обмотки з початком іншої для отримання середньої точки – бажано робити два однакових позитивних канали і об'єднувати їх уже за випрямлячем (рис. 15).

На правому рисунку показана паразитна ємність між проводами вторинних обмоток (зазвичай вони намотуються біфілярного, і ємність виявляється значною), включена паралельно обмотці, що призводить до значних додаткових втрат. На лівому ж малюнку ця ємність нічому не шкодить – вона виявляється включеною просто паралельно вихідний ємності.

Рис. 15.

2. Використання дроту для обмотки в потрійній ізоляції (Triple Insulation) може виявитися цікавим при розробці трансформаторів для імпульсних джерел живлення – по-перше, різко підвищується технологічність трансформатора (а значить знижується його ціна), оскільки відпадає необхідність у використанні бандажів, і, по-друге, збільшується доступна ширина вікна для вторинної обмотки (якщо первинна обмотка виконана проводом в потрійній ізоляції) і, відповідно, знижуються втрати у вторинній обмотці. Але дріт повинен бути обов'язково сертифікований і відповідати вимогам до подвійної / посиленої ізоляції.

3. Будьте обережні з екранами Фарадея! Так, вони створюють короткий шлях для паразитного ємнісного струму на землю, але вони ж збільшують паразитну ємність і погіршують магнітний зв'язок між обмотками – особливо між вихідною обмоткою і обмоткою живлення, що призводить до дуже великих проблем з коректною роботою режиму короткого замикання. Крім того, збільшується вартість трансформатора і виникають додаткові проблеми з електробезпекою.

4. Для серійних виробів завжди використовуйте сердечники тільки зі стандартними зазорами – інакше легко отримати проблеми при спробі зміни виробника трансформаторів. Як правило, стандартні зазори підібрані спеціально для отримання максимальної ефективності осердя в більшості типових випадків.


3.5. Вибір силового ключа (Q 1).

Силовий ключ флайбека повинен володіти двома основними властивостями – мати низький опір у відкритому стані і низький сумарний заряд перемикання, причому на практиці обидва ці вимоги суперечать одна одній.

Точно розрахувати швидкість перемикання польового транзистора в зворотньоходовому перетворювачі вельми складно, і доводиться задовольнятися лише приблизною оцінкою. Мінімальна вимога – здатність пропускати максимальний імпульсний струм. У гіршому режимі первинний струм може досягати 0.98А, і будемо вибирати з 600-вольтів транзисторів. Для якісної оцінки візьмемо два польових транзистора фірми International Rectifier:

IRFR1N60A: RDS = 7.0Ω; Qg = 9.3nC typ.

IRFRC20: RDS = 4.4Ω; Qg = 12nC typ.

Статичні втрати – добуток опору відкритого каналу на квадрат середньоквадратичного первинного струму:

P IRFR1N60A = 7.0 Ω*0.23A² = 370mW;

P IRFRC20 = 4.4 Ω*0.23A² = 233mW.

Треба пам'ятати, що при підвищенні температури опір польового транзистора різко зростає, і при 120°С на кристалі збільшується вдвічі.

Для оцінки динамічні втрати треба знати швидкість вимикання транзистора. Найпростіше цю величину взяти із специфікації на транзистор (tFALL). Вона складе:

t IRFR1N60A = 20ns;

t IRFRC20 = 25ns.

Динамічні втрати при виключенні транзистора:

.

Відповідно для вибраних транзисторів:

,

.

Але тут не враховується фазовий зсув наростання напруги від спаду струму через заряд паразитної ємності трансформатора. Розрахувати міжвиткові / межобмоточні ємності трансформатора дуже складно, і доводиться з'ясовувати її на макеті по частоті паразитних коливань. Тим не менш, можемо подивитися на її якісний вплив.

Якщо прийняти еквівалентну паразитну ємність трансформатора за 50pF (строго кажучи, до неї додається нелінійна вихідна ємність силового ключа), то час заряду цієї ємності до напруги VIN + VREFL струмом IPRI складе:

.

Насправді ця величина буде набагато більше – при нульовій напрузі на стоці вихідна ємність IRFRC20 складе порядку 500pF, а вже при 200V – на порядок менше. Тому польовий транзистор вимкнеться набагато швидше, ніж зарядиться еквівалентний паразитний конденсатор, і динамічних втрат не буде взагалі.

На рис. 16 показані діаграми струму стоку силового транзистора (зелена лінія, IS), напруги на його стоці (коричнева лінія, VD) і напруги на затворі (синя лінія, VG). Горизонтальна розгортка – 25ns/div. Видно, що струм через силовий транзистор встигає впасти майже до нуля, і лише після цього напруга на стоці починає рости.

Рис. 16. Діаграми роботи транзистора.

Картина буде принципово іншою в DC-DC конвертері при низькій вхідній напрузі. У цьому випадку навіть дещо більша паразитна ємність дуже швидко зарядиться величезним первинним струмом до невеликої напруги, і вплив динамічних втрат може виявитися надзвичайно суттєвим – особливо вкупі з високою частотою перетворення.

Але паразитна еквівалентна ємність трансформатора приводить до додаткових втрат при включенні силового польового транзистора. Як відомо, втрати в струмообмежувальному заряд конденсатора ланцюзі в точності дорівнюють енергії, запасеної в конденсаторі помноженої на частоту перетворення:

.

Паразитна ємність трансформатора прагне розрядитися до нуля, тому можна прийняти напругу на ключі UDISCH за напругу живлення (другий кінець «конденсатора» приєднаний до вхідної напруги). Прийнявши CEQV = 50pF, отримаємо:

.

Насправді втрати будуть дещо більше – при зниженні напруги на стоці буде нелінійно зростати вихідна ємність польового транзистора, але внесок її буде не дуже значний.

У підсумку, отримаємо сумарні втрати на силових ключах:

P Σ(IRFR1N60A) = PDC + PCAP = 370mW + 242mW = 612mW;

P Σ(IRFRC20) = PDC + PCAP = 233mW + 242mW = 475mW.

В даному випадку транзистор IRFRC20 явно більш ефективний. Для DC-DC конверторів з їх високими частотами перетворення доводиться приділяти дуже багато уваги зниження динамічних втрат – як вибору найбільш швидких ключів, так і оптимізації ланцюгів їх управління в плані зменшення паразитних імпедансів як в ланцюзі затвора, так і в ланцюзі витоку (що на самому справі набагато більш важливо).

Як приклад було піднято силовий транзистор IRFRC20 над тепловідвідними полігонами на тонких проводках і виміряна температура його корпусу при повному навантаженні. Вона склала 80°С перегріву відносно повітря, специфікація на транзистор дає нам тепловий опір кристал-середа в 110°С / W. При температурі кристала в 105°С опір відкритого каналу складе 1.7 від номінального, тобто 6.8Ω, і втрати від протікання постійного струму складуть 360mW. Тобто розрахункова потужність на транзисторі – 600mW, що повинно дати перегрів в 66°С. В результаті помилка склала 14°С перегріву, що відповідає помилці приблизно в 130mW потужності, що розсіюється.

Тепер можна розрахувати струм, що споживаються схемою управління для перемикання силового транзистора.

Включається транзистор коли напруга на його стоці приблизно дорівнює вхідній напрузі (в нашому випадку 311V). При цьому сумарний заряд його перемикання (з графіка в специфікації) складе приблизно 16nC. Вимикається транзистор при нульовій напрузі (через вплив паразитної ємності трансформатора і самого транзистора), і тут нам важливий лише заряд перемикання затвора – порядку 3nC.

Відповідно, струм на включення транзистора складе QG * fSW = 16nC * 100kHz = 1.6mA, а на вимикання – 3nC * 100kHz = 0.3mA. Відповідно, сумарний струм, споживаний схемою управління складе 2mA.

 


3.6. Елементи в ланцюзі керування силовим ключем (R 9, D 3).

Функція цього ланцюга – уповільнити включення силового транзистора, залишивши максимально можливу швидкість його виключення – або навіть збільшити її (що особливо актуально для DC-DC конверторів).

Обмежується струм заряду затвора резистором R 9 і швидко розряджається ємність затвора через діод D 3. Діод D 3 може бути з будь-якою швидкодією, особливих вимог до нього не пред'являється – широко поширені BAS16 або 1N4148.

Вибір резистора R 9 більш складний. З одного боку бажано максимально зменшити швидкість відкривання силового ключа для зниження завад від швидкого розряду паразитної ємності трансформатора, а з іншого – не допустити катастрофічного зростання динамічних втрат в режимі короткого замикання, коли блок неминуче переходить в режим безрозривних струмів (Continues Mode).

Для оцінки номіналу резистора R 9 час заряду паразитної ємності трансформатора можна вибрати таким, щоб кидок струму становив десяту частину від номінального. Грубо оцінивши паразитну ємність трансформатора в CEQV = 50pF, отримаємо:

.

Розрахуємо струм затвора, який відповідає такому часу відкривання транзистора, виходячи із загальної енергії його перемикання:

.

Якщо прийняти напругу живлення контролера за 15V, а напруга плато Міллера за 5V, то різниця складе 10V, і шуканий номінал резистора R 9 складе:

.

На практиці це значення може бути дещо нижче, але треба враховувати, що більший кидок струму при включенні силового транзистора змусить вибрати ланцюг R 10, C 7 з більшою постійною часу, і збільшиться тривалість мінімально можливого імпульсу. Це призведе до різкого зростання струму короткого замикання.

Занадто велике значення R 9 призведе до різкого збільшення динамічних втрат при відкриванні ключа, і знову ж до великого перегріву силового транзистора при короткому замиканні на виході.

Оптимальне значення R 9 буде лежати в діапазоні від декількох десятків до півтори сотень Ом. У нашому випадку зупинимося на величині, близької до розрахункової R 9 = 120Ω.


3.7. Розрахунок датчику струму і його ланцюга (R 11, R 10, C 7).

Датчик струму необхідно вибрати таким чином, що б з одного боку гарантувати нормальну роботу блоку при номінальному навантаженні, а з іншого – почати обмежувати струм при якомога меншому перевантаженні.

Номінальний струм первинної ланцюга в гіршому випадку становить:

.

При цьому струмі напруга на вході обмеження струму контролера (вивід 3) не повинна перевищувати нижнього порогу рівня спрацьовування струмового захисту (0.9V). Тобто максимальне значення резистора R 11 складе:

.

Можна вибрати номінал резистора датчика струму як 1Ω, але може виявитися так, що при невдалому збігу обставин блок буде нездатний стабілізувати вихідну напругу при номінальному навантаженні, і тут треба тверезо оцінювати даний ризик.

У номінальному режимі на резисторі датчика струму буде розсіюватися потужність:

.

В даному випадку в якості датчика струму може бути використаний будь-який резистор починаючи від типорозміру 0805.

У DC-DC конверторах при низьких вхідних напругах втрати в датчику струму можуть досягати вельми неприємних величин – з пониженням вхідної напруги первинний струм зростає, а максимальна напруга на датчику струму залишається тією ж самою, тому часто або використовують трансформатор струму, або додають постійне зміщення у струмовий сигнал (резистор від опорного напруги (вивід 4) безпосередньо до входу сигналу струму (вивід 3)).

Але цей спосіб корисний у невеликих дозах – рівень пилоподібного сигналу повинен володіти достатнім рівнем для коректної роботи ШІМ-контролера. Розумно знижувати опір датчика струму не більш ніж у два рази.

Ланцюг R 10, C 7 служить для придушення викиду на струмовому сигналі від форсованого заряду паразитної ємності трансформатора. Цей викид ніяк не впливає на роботу струмового захисту, але успішно збиває контролер, що працює в струмовому режимі.

Постійна часу цього ланцюга повинна бути того ж порядку, що й тривалість викиду, оціночно полічена при розрахунку резистора R 9, тобто приблизно 180ns. Практично ця величина може бути ще трохи знижена, і скласти приблизно 100-150ns. У нових мікроспоживаючих серіях вже введена затримка величиною 50-150ns, і зовнішній ланцюг може не знадобитися.

Абсолютні величини резистора і конденсатора не критичні в розумних межах, як правило, резистор R 10 вибирають не дуже великим, в межах 300Ω - 1K (краще мати імпеданс цього ланцюжка поменше для кращої завадозахищеності), скажімо, R 10 = 470Ω.

Тоді ємність конденсатора C 7 складе:

.

В результаті отримаємо: R 10 = 470Ω и C 7 = 330pF.

Збільшувати постійну часу даної ланцюга ні в якому разі не рекомендується – це призведе до збільшення мінімально можливої довжини керуючого імпульсу і, відповідно, до великих перевантажень при короткому замиканні на виході.

3.8. Вибір елементів запуску (R 1, R 2).

При подачі вхідної напруги конденсатор С 3 починає повільно заряджатися через резистори R 1 і R 2. У цей момент чіп споживає зовсім незначний струм, оскільки його внутрішні схеми відключені внутрішньою схемою UVLO (Under Voltage Lock Out). Ми повинні так вибрати резистори запуску, щоб гарантовано забезпечити цей первісний струм. Цих резисторів повинно бути обов'язково два – вимога стандартів електробезпеки – при виході будь-якого елементу з ладу ми зобов'язані мати обмежений струм. Тому логічно використовувати чіп-резистори типорозміру 1206 з максимально допустимою напругою 250V кожен.

При мінімальному вхідній напрузі сума цих резисторів повинна забезпечити струм запуску UC3844A - ISTART = 0.5mA max., При цьому напруга на мікросхемі повинна піднятися до напруги старту чіпа – VSTART = 17.5V max.

Звідси:

.

З невеликим запасом R 1 = R 2 = 100K. При максимальній вхідній напрузі на них буде розсіюватись потужність:

.

В цьому випадку неможливо використовувати два резистора 1206, оскільки їх сумарна потужність розсіювання всього 0.5W. Необхідно ставити два полуватних резистора або три-чотири резистора розміру 1206.

Можна використовувати низкоспоживаючі варіанти ШІМ-контролерів, наприклад серії UCC3813. У цьому випадку сумарний опір резисторів запуску складе близько мегом, і виділення потужності на них стає дуже малим.

У деяких випадках замість резисторів запуску застосовується джерело струму, що відключається при виході блоку на стаціонарний режим, особливо це рішення актуально при дуже великому діапазоні зміни вхідної напруги. Тут за сигнал відключення джерела струму звичайно приймають наявність опорної напруги на виводі 8.


3.9. Розрахунок схеми живлення контролера (D 1, R 4, C 3).

Після запуску ШІМ-контролера, коли напруга його живлення, досягає порога включення, підключаються всі його внутрішні схеми, і споживання різко зростає. Крім того, починають надходити імпульси на затвор силового транзистора, і додатковий струм споживається на перезаряд його ємності. Вихідна напруга в початковий момент дорівнює нулю, і починає плавно зростати в міру заряду вихідних конденсаторів.

Зараз ШІМ-контролер працює в режимі обмеження струму – тривалість вихідних імпульсів визначається напругою на датчику струму, а ланцюг зворотного зв'язку не працює, оскільки вихідна напруга ще не досягла норми.

Напруга на обмотці живлення також низька, і контролер живиться від енергії запасеної в конденсаторі C 3. Відповідно, енергії в ньому має вистачити на весь час перехідного процесу, і він має бути тим більше, чим більше ємність на виході блоку.

Розрахуємо струм, споживаний контролером від конденсатора C 3. Він буде складатися з власне струму споживання контролера (17mA max) і струму на перезаряд ємності затвора (знайдений раніше, 2mA). Тобто сумарний максимальний струм споживання складе

IPWM = 19mA max.

Контролер включається при напрузі (14.5 - 17.5)V, а відключається при (8.5 - 11.5)V, але гістерезис постійний і складає рівно VHIST = 6V.

Знайдемо час, протягом якого відбуватиметься перехідний процес. Для цього поставимо максимально можливу ємністю на виході блоку, скажімо, 4700μF, і порахуємо, за який час вона зарядиться номінальним вихідним струмом:

.

Тепер можемо найти мінімально можливу ємність конденсатора C 3:

.

Відповідно, якщо використовувати звичайний алюмінієвий конденсатор 100μF * 25V, то можна бути впевненим, що наш блок буде стійко запускатися при сумарній вихідний ємності до 4700μF.

При короткому замиканні на виході напруга на обмотці живлення не досягне рівня, достатнього для роботи ШІМ-контролера, і цикл запуску буде відбуватися періодично. Розрахуємо відношення часів роботи блоку на коротке замикання і заряду конденсатора через резистори запуску, коли силовий струм не тече через елементи схеми.

Розрахунок будемо вести для номінальної напруги мережі 220VAC.

Блок буде працювати на коротке замикання в плині часу, коли конденсатор C 3 розряджається струмом споживання контролера 19mA на величину VHIST = 6V:

.

Заряд С 3 буде відбуватися через резистори запуску сумарним опором 200К струмом:

.

Час заряду розраховується за формулою:

.

Відношення tON / tOFF складе 0.08. Ця величина є відношенням струму заряду конденсатора С 3 до струму його розряду, тобто tON / tOFF = ICHARGE / IPWM. На практиці це означає, що перегрів блоку при короткому замиканні буде в 12.5 разів менше при періодичному його перезапуску ніж при постійній роботі в режимі короткого замикання. Але це співвідношення залежить від вхідної напруги – чим воно більше, тим більше буде перегрів блоку при короткому замиканні.

Але на практиці ця логіка відпрацювання короткого замикання може давати збої. Проблема пов'язана з трансформуванням коливань від індуктивності розсіювання первинної обмотки на обмотку живлення – при перевантаженні ці викиди заряджають С 3 і не дають контролеру вимикатися. Тому для мінімізації їх впливу вводять інтегруючі елементи в ланцюг живильної обмотки, в нашому випадку це резистор R 4.

Іноді ставлять додатковий RC фільтр з постійною часу більшою ніж постійна часу ланцюга індуктивність розсіювання – паразитна ємність трансформатора. Замість резистора можна також використовувати або активний фільтр, або, краще, невелику індуктивність.

Проблема вибору резистора R 4 досить складна – з одного боку він повинен бути достатньо великим для ефективного інтегрування паразитних викидів, а з іншого боку – не створювати занадто великого падіння напруги в режимах, близьких до холостого ходу. Зазвичай його номінал становить (10…47)Ω. Особливо складно вирішити цю дилему при низькому власному споживанні ШІМ-контролера: якщо на стандартних мікросхемах UC384 (2-5) в більшості випадків можна обійтися одним резистором, то на мікроспоживаючих клонах серії типу UCC3813 доводиться використовувати вже індуктивність (але вона виходить досить мініатюрною – струм через неї нікчемний, а індуктивність невелика, як правило (10…47)μH). Тобто інтегруючу ланцюг слід підбирати таким чином, що б блок стійко працював при мінімально можливій навантаженні, і стабільно йшов в перезапуск при короткому замиканні – і обов'язково в усьому діапазоні живлячих напруг.


3.10. Розрахунок ланцюга придушення викиду від індуктивності розсіяння (D 2, R 3, C 2).

Напруга на демпфері в нашому випадку бажано мати не більше 220V, тоді при максимальній вхідній напрузі 264VAC (372VDC) напруга на стоці силового ключа буде близько до максимально допустимої.

Конденсатор С 2 повинен мати достатньо велику ємність що б пульсації на ньому були невеликі, але і вище певної межі вибирати цей конденсатор немає ніякого сенсу – збільшуються габарити і ціна. У нашому випадку цілком розумним буде вибрати С 2 як керамічний конденсатор розміру 1206 0.01μF, 500V. На жаль, оцінити пульсації на ньому можливо тільки у випадку використання швидкого діода демпфера – але за великим рахунком вони і не настільки істотні. Без урахування часу відновлення зворотного опору діода D 2 пульсації на С 2 будуть:

.

Занадто маленький С 2 призводить так само до додаткових коливань в резонансному контурі С 2 + індуктивність розсіювання трансформатора – і частоту цього контуру хотілося б мати як можна більше.

Немає великого сенсу у використанні RCD демпфера з «швидким» діодом – набагато краще використовувати TVS, оскільки втрати енергії будуть практично тими ж самими, а напруга буде зафіксована набагато жорсткіше. Тому в нашому випадку будемо використовувати відносно «повільний» діод з максимальним часом відновлення 2.5ms S1J, і підберемо опір резистора R 3 таким чином, щоб при максимальному перевантаженні (з урахуванням розкиду компонентів і параметрів) напруга VCL не перевищувало 220V. У нашому випадку R 3 = 75K. Потужність, яка розсіюється на ньому, складе:

.

Логічно використовувати три послідовно з'єднаних резистора розміру 1206, оскільки крім розсіювання потужності напруга VCL велика для одиночного резистора 1206. Будемо використовувати три послідовно з'єднаних резистора 1206 27К 5%.

Коли використовуємо «повільний» діод в демпфері, треба приділяти особливу увагу режимам з малим струмом навантаження, коли через занадто малий час передачі енергії в навантаження конденсатор C 2 буде перезаряджатися струмом намагнічування, викликаючи сильне нагрівання силового ключа і трансформатора. Тому ніколи не використовуйте в демпфері діодів з ненормованим часом відновлення, наприклад дешевих і поширених 1N4007.


3.11. Вихідний діод (D 4).

Для низьких вихідних напруг раціонально використовувати діоди Шотткі, як володіють низьким прямим падінням напруги і відмінними частотними властивостями. При більш високих виходах, починаючи приблизно від 24V, використовують надшвидкі діоди – широко поширені діоди Шотткі випускаються на напругу тільки до 100V.

Зворотна напруга на вихідному діоді буде складатися з вихідної напруги і «відбитої» на вторинну сторону вхідної напруги:

.

Для нашого випадку максимальна напруга вихідному діоді:

.

Допустимо використовувати 60-вольтові діоди Шоткі. Очевидно, що середній струм через діод рівний середньоквадратичному току вторинної обмотки, в нашому випадку 4.24А.

Втрати на вихідному діоді можна оцінити як добутки цього струму на пряме падіння напруги (насправді вони будуть трохи менше через нелінійність вольт-амперної характеристики діода).

У нашому випадку можна використовувати діод 50WQ06N або здвоєний 6CWQ06N в корпусах DPAK від компанії International Rectifier. При використанні 6CWQ06N обидва діода з'єднуються паралельно.

Проведемо розрахунок для першого діода (50WQ06N). При струмі 4.24А і температурі кристала +25°С падіння напруга на 50WQ06N складе 0.53V, і, відповідно, втрати в діоді: 4.24А * 0.53V = 2.25W. При +125°С ці втрати будуть трохи менше – 2.12W. Але до цих втрат додадуться ще втрати від протікання зворотного струму, і ця складова буде сильно зростати з підвищенням температури кристала. При номінальній вхідній напрузі в 220VAC зворотна напруга на діоді складе 34.2V, і якщо при кімнатній температурі зворотний струм складає всього 0.08mA, то при +125°С – уже 11mA.

Зворотна напруга прикладена до вихідного діоду під час TON(NOM) (2.14 μs), і втрати від протікання зворотного струму можна оцінити як добуток зворотного струму на напругу на діоді і на коефіцієнт заповнення (в дужках – значення для температури +125°С):

.

Видно, що при високій температурі втрати від протікання зворотного струму стають вже відчутними, але все одно перекриваються меншими втратами від протікання прямого струму.

Ситуація може змінитися якщо вихідний діод обраний з незначним запасом по напрузі, тому рекомендується використовувати діоди Шотки як мінімум з 50% запасом по напрузі.

Звернемо увагу, що розсіювана потужність на вихідному діоді вже досить значна, і треба приділяти особливу увагу питанню відведення тепла від діода.

При закриванні діода і різкому наростанні напруги на ньому виникає високочастотний брязкіт на коливальному контурі, утвореному індуктивністю розсіювання трансформатора, паразитною ємністю трансформатора, і власною паразитною ємністю вихідного діода.

Тому іноді паралельно D 4 ставлять демпфуючий RdCd ланцюг. У цьому випадку ємність трохи більше, ніж паразитна ємність діода, а резистор підбирають з умови чисто аперіодичного процесу. У нашому випадку ємність діода складе близько 100pF, і демпфуюча ємність може мати номінал в (180…200)pF. Опір резистора можна оцінити з умови:

.

Для нашого випадку опір резистора:

.

Тобто опір демпфуючого резистора в 20Ω цілком нормальний. Потужність, розсіюючи на ньому, буде дорівнює енергії, що запасається в конденсаторі, помноженої на частоту перетворення і помноженої на два, оскільки в кожному циклі буде відбуватися як розряд, так і заряд конденсатора Cd:

.

Для нашого випадку обійдемось резистором розміром 0805.

3.12. Вибір конденсатора фільтра (С 8).

Конденсатор фільтра повинен володіти двома властивостями:

1) його ємність повинна бути досить велика, щоб ми могли отримати стабільну петлю зворотного зв'язку. Кругова частота контуру, утвореного індуктивністю вторинної обмотки трансформатора і ємністю вихідного конденсатора, повинна бути в кілька разів (бажано не менше ніж у п'ять) менше частоти перетворення: .

Чим більше ємність вихідного конденсатора, тим менше буде амплітуда викиду при різкому скиданні/набиранні навантаження (але більше його тривалість), і тим легше буде отримати стабільну петлю зворотного зв'язку. Крім того, велика ємність полегшить отримання необхідної величини вихідних пульсацій.

2) вихідний конденсатор повинен мати досить малий еквівалентний послідовний опір (ESR) для безболісного пропускання великого імпульсного струму.

Оцінимо мінімально рекомендовану ємність конденсатора:

.

Середньоквадратичне значення струму через вихідний конденсатор знаходиться за формулою:

.

Проаналізуємо існуючий асортимент алюмінієвих конденсаторів з низьким ESR (Low-ESR series) від компанії Jamicon (WG series). Аналогічні серії інших виробників володіють схожими параметрами. Видно, що максимально допустимий імпульсний струм залежить в основному від фізичних розмірів конденсатора. Для нашого приладу не треба мати занадто велику ємність С 8 – це буде ускладнювати старт блоку, тому логічно використовувати дві-три паралельно з'єднаних банки.

Наприклад, можна використовувати три конденсатора 680μF * 25V розміру 13х21, або два конденсатори 680μF * 50V розміру 13х31. Другий варіант кращий – менше надмірність ємності.

Для зменшення габаритів конденсаторів фільтра можна використовувати танталові Low-ESR конденсатори, але вони значно дорожче. Для прикладу можна розглянути серію 593D від компанії Vishay. У цьому випадку можна використовувати три паралельно з'єднаних конденсатора розміру «Е» (7.3x4.3x4.0mm) 150μF * 16V. У цьому випадку їх сумарна ємність виходить трохи нижче рекомендованої, але і в цьому випадку легко отримати стабільну петлю зворотного зв'язку.

Останнім часом з'явилися нові серії керамічних конденсаторів високої ємності з гранично низьким ESR – порядку декількох міліом. При цьому ціна їх також надзвичайно низька, як і габарити. Наприклад, вільно доступні конденсатори в розмірі 1206 22μF * 6.3V, або 10μF * 16V. На жаль, їх ємностей все ще недостатньо для мережевих джерел живлення з їх невисокими частотами перетворення, але для DC - DC конверторів їх застосування стає більш ніж виправдано.

Більш того, часто відпадає необхідність у додатковому LC фільтрі для згладжування пульсацій – ESR цих конденсаторів настільки малий, що падінням напруги на ньому від протікання імпульсного струму можна знехтувати.

На рис. 17 показана форма пульсацій на вихідних керамічних конденсаторах високочастотного (350kHz) DC-DC конвертора з вихідною напругою 5V і струмом 1А. В якості вихідного конденсатора застосовано три паралельно з'єднаних керамічних конденсатора розміру 1206 22μF * 6.3V і без додаткового фільтра.

Рис. 17.

Зупинимося на варіанті двох паралельно з'єднаних конденсаторів 680μF * 50V розміру 13х31 – їх сумарний ESR складе 39mΩ.

Пульсація на вихідному конденсаторі складається з власне процесу перезаряду ємності і з падіння напруги на ESR. Її величину можна оцінити як:

,

де ILOAD – струм навантаження, tON – час відкритого стану силового ключа.

Для нашого випадку:

.

Видно, що внесок в пульсацію процесу перезаряду ємності дуже малий, менше процента.

3.13. Розрахунок додаткового фільтра (L 1, C 9).

Як правило, пульсації на конденсаторі фільтра занадто великі для споживача, і доводиться їх додатково згладжувати. Для низьковольтних випадків використовується додатковий LC фільтр, а для високовольтних з низькими струмами – RC фільтр.

Розглянемо розрахунок LC фільтра як найбільш широко розповсюдженого. Для мінімального впливу на стабільність петлі зворотного зв'язку додатковий LC фільтр повинен мати як можна більш високу власну резонансну частоту, в усякому разі не менше 1/5 частоти перетворення. Крім того, занадто велика індуктивність призведе до збільшення розмірів дроселя і збільшення втрат в його обмотці від протікання вихідного струму.

Найпростіше розглядати фільтр як дільник напруги для пульсації на конденсаторі С 8, і, замінивши резистори дільника еквівалентними реактивними опорами L 1 і C 9, можна порахувати, яка буде пульсація вихідної напруги:

.

Для нашого прикладу можна вибрати дросель для SMT типорозміру 0805 (Ø8мм і висотою 5мм), Спочатку вибирається дросель, оскільки вибір більш обмежений – ми повинні враховувати гранично допустимий для нього струм, опір обмотки для збереження втрат на прийнятному рівні і габарити/ціну. В якості L 1 найзручніше використовувати готові дроселі на гантелеподібних сердечниках як найбільш дешеві і широко поширені.

індуктивністю 3.3μH, граничним струмом 4.6А і опором постійному струму 22mΩ. При цьому втрати в ньому складуть 88mW, що цілком прийнятно. Задамося величиною вихідних пульсацій в 50mV і вирішимо формулу для вихідних пульсацій щодо C 9:

.

Тобто алюмінієвий або танталовий конденсатор в 10μF цілком підійде в якості C 9, його ESR не важливий, оскільки пульсації струму малі.

Частота зрізу додаткового фільтра складе:

.

і буде перебувати в занадто високочастотної області і істотно не впливатиме на стійкість петлі зворотного зв'язку.

3.14. Розрахунок підсилювача помилки і його ланцюга (U 3, R 14, R 15).

В якості підсилювача помилки в переважній більшості SMPS використовується інтегральна мікросхема TL431 і її клони (мікроспоживаючі, нізковольтові і т.д.).

Логіка роботи даної мікросхеми вкрай проста. Поки напруга на керуючому електроді не перевищує опорної напруги (для основної серії VRef. = 2.5V), струм через мікросхему не тече. По досягненні опорної напруги TL431 починає пропускати через себе струм з дуже високим коефіцієнтом підсилення.

Дільник на резисторах R 14, R 15 налаштовується таким чином, щоб при номінальній вихідній напрузі напруга на керуючому електроді в точності відповідала опорному.

Спочатку вибираємо резистор R 15. Його опір не повинен бути занадто великим щоб мінімізувати витік струму в керуючий електрод (4μA max.), і не занадто малим, щоб полегшити корекцію петлі зворотного зв'язку. Зазвичай використовують R 15 = 10K.

Далі розраховуємо опір резистора R 14:

.

Найближчий номінал з ряду E96 – 38.2K. Відповідно, вихідна напруга складе:

.

З урахуванням розкиду 1% резисторів і опорної напруги TL431 (2.44V…2.55V) наша вихідна напруга буде перебувати в межах 11.58V - 12.49V (тобто 12V±4%). Для збільшення точності вихідної напруги можна використовувати мікросхеми TL431A (c точністю опорної напруги ± 1%) або TL431B (± 0.5%).

3.15. Розрахунок схеми оптрону гальванічної розв’язки та його ланцюга (U 3, R 16, R 7, R 12).

Вибір оптронів для гальванічної розв'язки SMPS надзвичайно широкий. Розглянемо роботу даних ланцюгів на прикладі поширеного оптрона PC817 фірми Sharp.

Будемо розраховувати на оптрон без маркування, тобто з коефіцієнтом передачі 50-600%. Справа в тому, що при зменшенні протікаючого через світлодіод струму нижче певної межі (близько 10mA для PC817) різко падає коефіцієнт передачі, тобто працює негативний зворотний зв'язок. В результаті для струму через оптотранзістор, наприклад, в 1mA, струм через світлодіод може варіюватися від 0.6mA до 2mA в залежності від коефіцієнта передачі від 50% до 600%.

Розглянемо частину схеми на первинній стороні. Струм через оптотранзистор буде максимальним у випадку, коли напруга на виході підсилювача помилки ШІМ-контролера (вивід 1) буде дорівнює нулю. Цей струм буде дорівнювати напрузі на інвертуючому вході підсилювача помилки (вивід 2, в нашому випадку 2.5V) поділеній на опір паралельно з'єднаних R 5 і R 7. Опори резисторів R 5 і R 7 рекомендується вибирати рівними – в цьому випадку ми зможемо контролювати напругу на виході підсилювача помилки аж до 5V, тобто з пристойним запасом. Ці резистори не повинні бути занадто великими для збереження стійкості схеми до завад, але занадто мала їх величина може створити зайве навантаження на ШІМ-контролер.

Максимальний струм через оптрон в (0.5.. 1) mA можна вважати вдалим компромісом у випадку використання UC3844A. Зупинимося на струмі 0.5mA – це визначить номінали R 5 і R 7: R 5 = R 7 = 10K. Мінімальний струм через оптотранзистор теоретично може бути рівним нулю – якщо напруга на виході підсилювача помилки досягне 5V. Але в сталому режимі цього не відбувається – максимальна напруга виявляється рівною трохи більше 3V (визначається максимальним сигналом на струмовому вході через коефіцієнт Gain).

Для простоти будемо вважати, що струм через оптотранзістор може виявитися рівним нулю. Отже, при нульовому струмі оптотранзістора струм через світлодіод оптрона теж можна вважати дуже малим. При цьому струм, що протікає через TL431, не повинен бути менше 1mA (це мінімальний струм катода TL431 для стійкої її роботи, дані із специфікації). Мінімальне падіння напруги на світлодіоді РС817 в області малих струмів становить 0.9V в гіршому випадку. Відповідно, можна легко знайти номінал резистора R12 як:

.

Резистор номіналом 910W буде розумним вибором – ми порахували його номінал вже з урахуванням розбросів компонентів і створили невеликий запас допустивши, що струм через світлодіод відсутній.

Максимальний струм через вхідну частину РС817 знайти набагато складніше. Проблема в тому, що ми знаємо його вихідний струм, і щоб порахувати вхідний струм, нам треба знати коефіцієнт передачі оптрона, який залежить від вхідного струму – коло замкнулося. Тому доводиться вирішувати цю задачу послідовними ітераціями.

Оскільки нас цікавить максимальний вхідний струм оптрона, то будемо вести розрахунок для найгіршого екземпляра РС817, у якого при 5mA вхідного струму коефіцієнт передачі (CTR) становить 50%. Спочатку подивимося якою буде CTR при вхідному струмі 1mA – він складе близько 23% – і вихідний струм складе 0.23mA, занадто мало. При вхідному струмі в 2mA CTR = 38 і вихідний струм буде дорівнює 0.76mA, тобто занадто багато. Знаходимо, що максимальний струм через світлодіод оптрона складе 1.5mA.

Струм через резистор складається з струмом через світлодіод РС817 і струмом через резистор R 12. Оскільки падіння напруги на світлодіоді оптрона може досягати 1.5V (знову ж беремо найгірший випадок), то струм через R 12 може досягати:

,

а струм через R 13 буде

.

При цьому максимальному струмі падіння напруги на R 13 не повинно перевищувати напруги живлення мінус мінімально рекомендована напруга на катоді TL431 (зазвичай дорівнює опорному, тобто 2.5V):

.

Обираємо R 13=2,7К.

3.16. Вибір елементів корекції петлі зворотного зв’язку (C 4, C 10, R 14).

Коригуючими елементами є тільки C 10 і R 14, а конденсатор С 4 служить для підвищення стійкості ШІМ-контролера до завад.

Номінал конденсатора С 4 невеликий – всього сотні пікофарад, зазвичай від 100pF до 470pF – це виключає його вплив на частотну характеристику петлі зворотного зв'язку. Зупинимося на С 4 = 330pF, в більшості випадків це працює дуже добре.

На жаль, розрахунок петлі зворотного зв'язку надзвичайно складний, і навіть існуючі методики далеко не завжди дають адекватний результат. Занадто багато параметрів впливають на АЧХ схеми. Але для флайбека, працюючого в струмовому режимі, всього два коригувальних елемента, і простіше їх підібрати аналізуючи реакцію блоку на збурюючий вплив – наприклад, на різку зміну навантаження. Як показує практика, такий підхід цілком себе виправдовує – зрештою відпрацювання збурюючих впливів – прямий обов'язок петлі зворотного зв'язку.

Подальша перевірка на спеціальному обладнанні для безпосереднього вимірювання АЧХ / ФЧХ показує, що цей метод дає результат, дуже близький до оптимального.

Будемо різко (зі швидкістю порядку (1-5) A / ms) змінювати струм навантаження від номінального до половини номінального. Наше завдання – домогтися аперіодичного процесу відновлення вихідної напруги після збурюючої дії.

Будемо домагатися мінімального часу перехідного процесу, тобто максимальної швидкодії петлі зворотного зв'язку.

На рис. 18 (а-г) показані осцилограми перехідного процесу при різній комбінації R 14 і С 10. Звернемо увагу, що основний викид ніяк не пов'язаний з їх номіналом, і визначається виключно параметрами додаткового фільтра L 1 C 9.

Рис. 18,а. R 14 = 47К, С 10 = 10 nF Рис. 18,б. R 14 = 47К, С 10 = 1 nF

Рис. 18,в. R 14 = 47К, С 10 = 470 рF Рис. 18,г. R 14 = 100К, С 10 = 1 nF

Рис. 18,а. Перехідний процес має дуже велику тривалість, хоч і володіє аперіодічностью. Тому будемо зменшувати ємність конденсатора С 10.

Рис. 18,б. Тривалість перехідного процесу значно знизилася, і процес відновлення все ще носить аперіодичний характер. Спробуємо ще зменшити ємність конденсатора С 10.

Рис. 18,в. Перехідний процес став набувати коливальний характер. Причому ніякі зміни опору резистора R 14 вже не здатні надати йому аперіодичний характер. Тому вважаємо, що попередній номінал конденсатора С 10 є мінімально допустимим. Тепер спробуємо збільшити номінал резистора R 14 що б домогтися більшого коефіцієнта підсилення на високій частоті.

Рис. 18,г. Тут перехідний процес все ще носить аперіодичний характер, але з'явився ділянку з відносно високочастотними коливаннями. Це говорить про те, що, хоча система все ще стійка, запас став занадто малий, і такого режиму краще уникати.

У підсумку зупиняємося на комбінації С 10 = 10nF, R 14 = 47K як на випадку мінімальної тривалості перехідного процесу при гарантованій стійкості системи.

Цей аналіз процесу стабілізації петлі зворотного зв'язку дуже спрощений. У нашому випадку справу полегшувала велика ємність конденсаторів вихідного фільтра, і діапазон прийнятних величин елементів корекції досить широкий. Але в ряді випадків, особливо в DC-DC конверторах з їх високими частотами перетворення і малими ємностями вихідного фільтра, процес побудови оптимальної петлі зворотного зв'язку може зажадати кілька ітерацій.

3.17. Розрахунок конденсатор придушення завад С 11.

З точки зору працездатності самого блоку живлення вибір ємності протизавадного конденсатора надзвичайно простий – чим більше, тим краще. Тому на перший план виходять інші обмеження.

У разі мережевого джерела живлення цим обмеженням являються вимоги електробезпеки. У цьому випадку в якості C 11 стандартами дозволяється використовувати виключно сертифіковані конденсатори (так званий «Class Y1»). Максимальна їх ємність – 4.7nF, що відповідає максимально допустимому току витоку з мережі до споживача.

З іншого сторно, розробнику джерела живлення хочеться мати мінімально можливий імпеданс для ланцюга повернення паразитного струму через міжобмоточну ємність трансформатора. Тому для потужностей вище пари десятків ват намагаються використовувати конденсатор C 11 ємністю 4.7nF. В нашому випадку використовуємо конденсатор фірми Epcos Class Y1 B81123-C1472.

У разі DC - DC конвертора вибір конденсатора C 11 повинен враховувати цілий комплекс проблем – необхідну напругу ізоляції вхід-вихід, максимально допустимий струм витоку, максимально допустиму ємність вхід-вихід, габарити пристрою і т.д.

У будь-якому випадку конденсатор C 11 повинен підключатися як можна ближче до трансформатора, і провідниками з мінімальною індуктивністю. Адже його ємність плюс паразитна ємність трансформатора разом з індуктивністю провідників утворює надзвичайно високодобротні, легко генеруємі високочастотні коливання при проходженні паразитного імпульсного струму. Тому краще всього протизавадний конденсатор приєднувати на максимально розвинені полігони, під'єднані до датчика струму первинної сторони, і до «земляного» кінця трансформатора на вторинній стороні.


1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 |

Поиск по сайту:



Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав. Студалл.Орг (0.049 сек.)