При идентичности параметров транзисторов его можно переписать в виде

Для входного тока устройства справедливо соотношение

I_ВХ = I_KVT1 + I_БVT1 + I_БVT2 (3.25)

При идентичности параметров транзисторов его можно переписать в виде

. (3.26)

Типовой коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером h_21Э для современных транзисторов удовлетворяет условию h_21Э >>1. Поэтому с достаточной для инженерной практики точностью можно записать

I_ВХ I_KVT1 = I_KVT2 (3.27)

Получаемая при этом погрешность полностью определяется конкретным значением h_21Э. Так, если h_21Э обоих транзисторов равен 50, то получаемая ошибка не превышает 4%, что вполне допустимо. На практике значение h_21Э обычно больше. Следовательно, в рассматриваемой схеме выходной ток будет повторять входной как по величине, так и по направлению.

Если точность повторения (отражения) тока, обеспечиваемая в схеме 3.8,а недостаточна, то применяют более сложные структуры «токового зеркала». Одна из таких схем приведена на рис. 3.8,б.

От исходной она отличается введением дополнительного транзистора VT3 и местом подключения входного тока. Запишем уравнения для токов в схеме рис. 3.8,б

I_ВХ = I_KVT2 + I_БVT3;

I_ВЫХ = I_KVT3 ;

I_БVT2 = I_{Б VT1} = I_Б; (3.28)

I_ЭVT3 = I_KVT3 + I_БVT3 = I_KVT1 +2I_Б

I_KVT2 = I_KVT1

Найдем из полученных выражений связь между выходным током схемы I_KVT3 и коллекторными токами транзисторов VT1 и VT2.

I_ВЫХ = I_KVT3 = I_ЭVT3 - I_{Б VT3} = I_KVT1 + 2I_Б - I_БVT3 (3.29)

Допустим, что I_БVT3 =I_Б. Это вполне оправдано, так как h_21Э всех транзисторов очень велик и токи I_KVT3 и I_KVT1 близки. Тогда окончательно получим

I_ВЫХ = I_KVT1 + I_Б = I_KVT2 + I_Б = I_ВХ (3.30)

Из приведенного выражения следует, что на рис. 3.8,б, повторяемость входного и выходного токов значительно выше, чем в исходной схеме «токового зеркала» на рис. 3.8,а.

Если входной ток в рассмотренных схемах будет поддерживаться неизменным, то они превращаются в источники постоянного тока. Для этого входы обеих схем достаточно подключить через ограничительные резисторы к источнику входного напряжения. Следует заметить, что в этом случае стабильность тока в схеме на рис. 3.8,б, будет значительно выше, чем в схеме на рис. 3.8,а. Это объясняется тем, что транзистор VT2 фактически выполняет роль усилителя, включенного в цепи ООС транзистора VT3.

Генераторы стабильного тока обеспечивают отношение токов близкое к единице, и поэтому носят название «токового зеркала».

3.2.2. Активная нагрузка.

Коэффициент усиления каскада, выполненного по схеме с общим эмиттером равен

.

В этом выражении под сопротивлением R_K понимается суммарное сопротивление всех элементов, включенных в коллекторную цепь каскада. В общем случае R_K можно представить как собственно резистор R_K и некоторый резистор R_Н, включенный параллельно выводам эмиттера и коллектора транзистора. Резистор R_Н отражает факт подключения к каскаду некоторых внешних нагрузок. Так в многокаскадном усилителе R_Н равен входному сопротивлению следующего каскада.

Решить проблему увеличения коэффициента усиления каскада можно, если в качестве резистора R_K использовать нелинейный элемент, статическое сопротивление которого значительно меньше его дифференциального сопротивления. В этом случае падение напряжения на этом элементе от протекания тока покоя будет определяться его статическим сопротивлением, а отклонения выходного напряжения, вызванное изменением тока, - его дифференциальным сопротивлением. Роль нелинейного элемента в каскаде может выполнять источник постоянного тока. Для нормальной работы каскада необходимо, чтобы номинальный ток источника тока равнялся сумме токов покоя транзистора и нагрузки.

На рис. 3.9, приведена схема каскада, у которого в качестве сопротивления R_K использован источник постоянного тока на транзисторе VT2 p–n–p -типа.

Рис. 3.9

Допустим, для режима покоя выполняется условие

I_KVT2 = I_ИT = I_KVT1П + I_ИП (3.31)

Если под действием внешнего сигнала ток коллектора транзистора VT1 получил приращение , то согласно (3.31)

I_KVT2 - I_ИT = I_KVT1П + I_ИП + . (3.32)

Вычитая (3.31) из (3.32), получим

. (3.33)

Следовательно, все приращение коллекторного тока будет протекать через внешнюю нагрузку, что соответствует получению максимального достижимого в данном каскаде усиления.

Аналогично могут быть построены усилители и на полевых транзисторах.

В качестве активной нагрузки для дифференциальных усилителей можно использовать токовое зеркало (рис. 3.10).

Рис. 3.10

Если I_K1=I_KП+ - ток коллектора левого плеча дифференциального усилителя, а I_K2=I_KП - - ток коллектора правого плеча ДУ, то для равенства токов левой и правой ветвей токового зеркала на выходе схемы должен протекать ток 2 , используемый для раскачки следующего каскада. Таким образом, дифференциальный усилитель с активной нагрузкой может иметь несимметричный выход, в котором складываются приращения коллекторных токов обоих транзисторов.

3.2.3. Схемы сдвига уровня напряжения.

Схемы сдвига уровня применяются для понижения или повышения постоянного потенциала некоторых точек. Основное требование к таким схемам – изменение требуемого потенциала на необходимую величину при минимальных изменениях переменного потенциала.

На рис. 3.11 приведены основные схемы сдвига уровня напряжения. Схема рис. 3.11,а, создает сдвиг

U_ВХ - U_ВЫХ = U_БЭ1 + R1. (3.34)

При этом в отсутствие нагрузки нет падения переменного напряжения. Емкость С компенсирует емкость коллекторной цепи генератора стабильного тока. Условие компенсации

RC = R_ВЫХ С_ВЫХ (3.35)

где R_ВЫХ - выходное сопротивление генератора стабильного тока с учетом сопротивления нагрузки;

С_ВЫХ - выходная емкость.

Рис. 3.11.

Схема на рис. 3.11,б, обеспечивает сдвиг уровня напряжения на величину стабилизирующего напряжения диода - стабилитрона, смещенного в обратном направлении и работающего в режиме лавинного пробоя. Роль диода в микросхемах обычно выполняет транзистор в диодном включении. Недостатком схемы со стабилитроном являются шумы, обусловленные нестабильностью тока пробоя, особенно при малом токе.

Схема на рис. 3.11,в позволяет получить сдвиг в довольно широких пределах за счет изменения отношения . В самом деле, считая ток базы I_Б = 0, имеем

или . (3.36)

Эту схему рис. 3.11,в, иногда называют «умножителем U_БЭ» или «переменным стабилитроном».

Для потенциального сдвига применяют также один или несколько диодов (рис. 3.11,г), включенных последовательно и смещенных в прямом направлении. Сдвиг уровня на каждом диоде равен напряжению контактной разности.

3.2.4. Составные транзисторы.

Составные транзисторы представляют собой два транзистора, соединенных таким образом, чтобы в результате элемент имел очень высокий коэффициент усиления . На рис 3.12,а, представлена схема составных транзисторов, которая называется пара Дарлингтона.

Рис. 3.12

Из соотношений в схеме можно записать

(3.37)

(3.38)

. (3.39)

При и получаем . Практически коэффициент передачи тока может достигать нескольких тысяч. Поскольку транзисторы VT1 и VT2 работают при разных токах эмиттеров, то коэффициент может быть существенно меньше в соответствии с зависимостью . Так как ток , поэтому . Тем не менее коэффициент передачи тока составного n–p–n– транзистора, рассматриваемого как единое целое, достаточно высок.

Схема составного транзистора, образованного соединением двух транзисторов разных типов (n–p–n–VT1 и n–p–n–VT2) изображена на рис. 3.12 б. Направления результирующих токов этого транзистора соответствуют направлению токов p-n-p– транзистора, поэтому такая структура носит название составного p–n-p– транзистора и имеет коэффициент передачи

(3.40)

Составной p-n-p– транзистор имеет коэффициент передачи больше, чем коэффициент передачи входящего в его состав p-n-p– транзистора VT1. Быстродействие составного транзистора определяется быстродействием худшего из его составляющих, т.е. p-n-p- транзистора и уступает n–p–n– транзисторам.

3.2.5. Супербета – транзисторы.

Супербета транзистор – это транзистор со сверхтонкой базой. Толщина базы у него составляет 0,2…0,3 мкм. При такой толщине базы коэффициент усиления базового тока составляет b = 3000…5000 и более, что и дало название транзистору. Получение сверхтонкой базы представляет серьезную технологическую проблему. Во – первых, поскольку толщина базы определяется как разность глубин базового и эмиттерного слоев (рис. 3.13,а)

w_Б = d_Б – d_Э, (3.41)

то при допуске на толщину базы ± 10 %, т.е. 0,02мкм и глубине базового слоя d_Э=2мкм глубина эмиттерного слоя должна составлять d_Э=1,8 ± 0,02 мкм. Значит, диффузия эмиттера должна осуществляться с допуском ± 1,25%, что лежит на пределе технологических возможностей.

Рис.3.13

Во-вторых, когда в процессе диффузии эмиттерного слоя его металлургическая граница приближается к металлургической границе коллекторного слоя на расстояние 0,4 мкм, наступает ток называемый эффект оттеснения коллекторного перехода: дальнейшая диффузия атомов фосфора в эмиттерном слое сопровождается диффузией (с той же скоростью) атомов бора в базовом слое. Можно сказать, что эмиттерный слой «продавливает» металлургическую границу ранее полученного базового слоя (рис.3.13,б). При этом толщина базы сохраняет значение около 0,4 мкм.

Преодоление указанных трудностей и обеспечение воспроизводимости толщины базы w_Б стало возможным благодаря многолетним усилиям по совершенствованию технологических процессов.

Следствием малой толщины базы у супербета – транзисторов является очень малое предельное пробивное напряжение U_КБ, которое не превышает обычно 1,5–2В (у некоторых до 5В). При большем напряжении в результате расширения p-n- переходов возникает эффект их смыкания (коллекторного перехода с эмиттерным). При обратном смещении расширяется запирающий слой p–n- переходов. Такой специфический вид пробоя получил название «прокол базы». Поэтому супербета транзисторы не являются универсальными, а специализированными элементами ИМС. Их главная область применения - входные каскады операционных усилителей.

Дальнейшее уменьшение толщины базы до 0,1 мкм и менее связано уже не столько с технологическими, сколько с принципиальными физическими проблемами. Если принять, среднюю концентрацию акцепторов в базе, равной 8×10¹⁵ см^-3, то на 1см длины их приходится 2×10⁵. При толщине базы 0,1 мкм (10^-5см) оказывается, что в базе располагаются всего два слоя акцепторных атомов. При этом теряет смысл понятие градиента концентрации примесей и связанное с ним понятие внутреннего поля. Качественно меняются процессы рассеяния и характер движения носителей в базе. Тем самым классическая теория транзисторов в значительной мере теряет силу.

Супербета транзисторы имеют наименьший температурный дрейф нуля 2…3 мкВ/ K. Входное сопротивление при равно 12,5 МОм.

Поиск по сайту: