Радиотехнические методы измерения координат

Поскольку основная задача радиосистем навигационно-пилотажного комплекса сводится, фактически, к формированию текущей измерительной информации о местоположении и скорости движения данного самолета, то исходными составляющими такой информации обычно являются координатные значения дальностей, углов и их производных. Учитывая же, что навигационно-пилотажный комплекс осуществляет дистанционное (с помощью радиоволн) наблюдение за текущей воздушной ситуацией, то единственным материальным носителем координатной информации является радиосигнал, принятый на борту самолета. Отсюда следует, что значения дальностей, углов и их производных извлекаются из принятого радиосигнала (путем измерения его параметров).

Аналитические выражения полевых (электромагнитных) составляющих принятого радиосигнала даются соотношениями (1.2):

На практике, однако, координатная информация извлекается из радиосигналов, представленных не в полевой, а в электрической форме, то есть описываемых алгоритмами (1.1):

Поскольку каждый радиосигнал вида (1.1) обладает не одним мгновенным значением параметра, а совокупностью мгновенных значений ряда параметров (фаза, частота, и т.д.), причем каждый из данных параметров способен нести координатную информацию, отличающуюся от информации, переносимой другим параметром того же радиосигнала, то легко сделать вывод, что даже одиночный радиосигнал является достаточно информационно-емким объектом, анализируя который, можно получить пусть неполную, но все же сравнительно многомерную координатную оценку местоположения объекта, а в ряде случаев – и складывающейся воздушной ситуации. Следует отметить, что современные навигационно-пилотажные комплексы обычно оперируют не с одиночными радиосигналами, а с радиосигнальными последовательностями – это позволяет уменьшить ошибки измерений координат, повышать достоверность извлекаемой информации, увеличивать помехоустойчивость комплекса, и т.п.

Как известно, положение любого объекта (условно представляемого в виде точки – совпадающей, скажем, с центром масс этого объекта) в пространстве может быть задано совокупностью трех взаимно-независимых координат. Если объект находится в пределах прямой видимости (что составляет расстояние до объекта в пределах нескольких сотен километров), то наиболее часто для оценки его местоположения используются следующие координаты:

- дальность (расстояние до объекта)

- азимут (угол в горизонтальной плоскости) ;

- угол (в вертикальной плоскости) места.

Система указанных координат носит название местной сферической системы (рис. 3.2).

Если расстояние до объекта оказывается больше, чем дальность прямой видимости (рис.22), то оценка его местоположения производится в иных (географической, геоцентрической) системах координат. Использование таких систем координат характерно, скажем, для решения задач дальней навигации.

Поскольку работа в местной сферической системе координат осуществляется, в основном, радиолокационными системами, излучающими в пространство и принимающими из пространства радиосигналы сверхвысоких частот (от 30МГц до 300ГГц), то необходимо остановиться на рассмотрении антенных устройств, наиболее часто применяемых в радиолокационных системах.

Ранее отмечалось, что для дистанционного (в пределах радиосистемы) переноса радиосигналов вида (1.1)

длины волн которых располагаются в метровом, дециметровом и сантиметровом диапазонах, используются фидеры закрытого (неизлучающего) типа – так называемые коаксиальные кабели (рис. 2.32)

Что касается дистанционного (в пределах радиосистемы) переноса радиосигналов вида (1.2)

то в этом случае применяются металлические полые трубы различного (как правило, прямоугольного) сечения – так называемые волноводы. Они употребляются в сантиметровом и миллиметровом диапазонах длин волн. Для метрового и дециметрового диапазона волноводные конструкции оказываются (в силу сравнительно больших размеров) достаточно громоздкими.

Прямоугольный волновод (рис. 3.3), размеры внутренней полости которого равны а и в, обладает критической частотой , вычисляемой согласно соотношению

где m и n – целые положительные числа (1,2,3…). Эта частота является характеристикой конкретного волновода в этом смысле, что радиоволны, частоты которых меньше, чем , распространяться в данном волноводе не могут.

На практике обычно выбирают:

Тот факт, что внутри волноводов распространяются электромагнитные волны, а радиопередающие и радиоприемные устройства оперируют с электрическими токами и напряжениями, приводит к необходимости сопряжения этих форм радиосигналов. Одно из устройств сопряжения изображено на рис. 3.4.

В данном устройстве коаксиальный кабель объединен с волноводом, причем центральный проводник кабеля введен внутрь волновода через отверстие, прорезанное в его стенке, а внешняя металлическая оплетка кабеля соединена с самим волноводом. Введенный в волновод проводник играет роль штыревой антенны, которая может работать как на передачу, так и на прием. В режиме передачи ток, пульсирующий в центральном проводнике, возбуждает во внутри-волноводном объеме переменное электромагнитное поле, которое, распространяясь по волноводу, далее излучается (через, например, рупорную антенну) в пространство. В режиме приема наличествует обратная картина – электромагнитное поле частоты , принятое (например, рупорной антенной) из окружающего пространства, продвигается по волноводу и, воздействуя на центральный проводник коаксиала, возбуждает в нем ток той же частоты , и этот ток направляется коаксиальным кабелем ко входу приемного устройства. При этом режимы передачи и приема радиосигналов, разумеется, разделены во времени.

Обратимся к рассмотрению упоминавшейся рупорной антенны, которая относится к антеннам апертурного (то есть, обладающего излучающей поверхностью) типа. Работа этой антенны осуществляется в сантиметровом диапазоне радиоволн.

Внешний вид рупорной антенны представлен на рис. 3.5. Ее излучающая поверхность (раскрыв) подобна сечению волновода, однако, имеет увеличенные, по сравнению с волноводом, размеры. Дело в том, что излучение электромагнитного поля непосредственно из открытого конца волновода обладает, в силу сравнительной малости (доли и единицы сантиметров) размеров а и в, широкой диаграммой направленности, а это означает рассеяние электромагнитной энергии в широком пространственном секторе. Для концентрации этой энергии (сужения диаграммы направленности) размеры (раскрыв рупорной антенны) должны быть, по сравнению со значениями а и в, увеличены. Оценка «остроты» диаграммы направленности производится согласно показателю, называемому шириной диаграммы направленности, а именно, значению угла или , в пределах которого относительная (по сравнению с максимальной) величина напряженности электромагнитного поля спадает от 1 до 0,707. Для рупорных антенн, представленных на рис. 3.5, ширина соответствующей диаграммы направленности может быть рассчитана по следующим соотношениям:

а) секторная рупорная антенна:

б) пирамидальная рупорная антенна:

Рассмотрим пример. Пусть Тогда ширина диаграммы направленности для пирамидального рупора составит Иными словами, небольшая рупорная антенна имеет недостаточно «острую» направленность, и следует увеличивать ее размеры, что не всегда является удобным. Другим недостатком рупорной антенны является искажение фронта излучаемого электромагнитного поля, а именно – из плоского (в волноводе) этот фронт в рупорном раскрыве переформируется в цилиндрический (для секторного рупора) или почти сферический (для пирамидального рупора), что дополнительно ухудшает направленные свойства рупорных антенн. Тем не менее, на практике рупорные антенны используют достаточно часто, и не только как самостоятельные излучающие антенны (когда требуется широкая диаграмма направленности), но также в качестве одного из элементов (облучателя для рефлектора) антенной системы, если необходимо иметь итоговую узкую диаграмму направленности.

Другим типом антенн, широко применяемых в радиолокационной практике, являются зеркальные (рефлекторные) антенны, которые за счет специально-подобранного профиля формируют требуемую диаграмму направленности. Это происходит путем отражения и последующей фокусировки электромагнитного поля, падающего на них от облучателя. Зеркальные антенны, как правило, просты конструктивно, обладают значительной диапазонностью (используется для работы с сантиметровыми, дециметровыми и, отчасти, метровыми радиоволнами) и позволяют получать диаграмму направленности практически любого вида.

На практике очень часто применяют параболические зеркальные антенны (рис. 3.6) поверхность которых имеет форму параболоида вращения. В этом случае ширина диаграммы направленности определяется согласно выражению:

а величины d и выбираются из условия: . Например, для и ширина () диаграммы направленности составляет , что является вполне приемлемым.

Облучение параболической зеркальной антенны с помощью рупора возможно в конструктивно-различных вариантах (рис.3.7). При этом рупор, конечно, принимает на себя часть электромагнитной энергии, отраженной параболоидом, и данная энергия оказывается потерянной, однако, отмеченный «эффект затенения» невелик. Следует отметить, что параболический рефлектор преобразует сферический фронт падающей на него электромагнитной волны в плоский. Последнее обстоятельство обусловлено тем, что луч, идущий к поверхности параболоида из фокуса (где расположен рупор-облучатель), далее, отразившись, становится параллельным оси параболоида.

Вместе с тем, существуют ситуации (например, при установке параболической антенны в носовой части истребителя), когда диаметр d (рис. 3.6) раскрыва параболоида должен быть небольшим (порядка 15…30см). В этом случае «эффект затенения» оказывается значительным и, чтобы снизить его влияние, вместо рупорного облучателя применяют конструкцию «вибратор - дисковый контррефлектор», показанную на рис. 3.8.

В этой конструкции линия 4 передачи проходит через вершину параболического рефлектора 1 и представляет собой коаксиальный кабель. В режиме излучения радиосигнал, поступающий от радиопередающего устройства, возбуждает вибратор 2, который создает вокруг себя электромагнитное поле. Это поле отражается от дискового контррефлектора 3 и, попав на внутреннюю поверхность параболического рефлектора 1, далее направляется в пространство.

Общей особенностью рассмотренных выше антенн является возможность их работы не только в режиме излучения электромагнитной энергии, но и в режиме приема электромагнитных волн. При этом радиосигнал, пришедший из пространства, попадает на рефлектор и далее, отражаясь от него, фокусируется на облучателе, после чего по линии передачи поступает на вход радиоприемного устройства. Такие антенны, осуществляющие как излучение радиосигнала, так и его прием, носят название приемо-передающих. К их числу относится большинство антенн, используемых в радиолокационных системах, в частности, рупорные и параболические.

Поскольку многие из радиолокационных систем имеют именно приемо-передающие антенны, то в таких системах неизбежно возникает проблема развязки радиоприемного и радиопередающего устройств по излучаемому радиосигналу. Это означает, что мощный излучаемый радиосигнал должен направляться исключительно в антенну и не должен попадать в радиоприемное устройство. Указанную функцию развязки выполняет антенный переключатель.

Упрощенная схема построения антенного переключателя приведена на рис. 3.9. Принцип работы этой схемы заключается в следующем.

Радиопередающее 1 и радиоприемное 2 устройства соединены двухпроводной линией, из точек АА которой имеется выход к антенне. На участке «АА – радиоприемное устройство», на расстоянии от точек АА, включен газовый разрядник 3. Участок «радиопередающее устройство – АА» имеет длину . В режиме излучения, когда радиопередающее устройство 1 создает мощный радиоимпульс, газовый разрядник 3 пробивается, замыкая двухпроводную линию в точке своего местонахождения – от этого короткозамкнутая четвертьволновая линия будет создавать между точками АА весьма большое сопротивление. Следовательно, в радиоприемное устройство 1 будет просачиваться весьма малое напряжение, что и является целью установки антенного переключателя. В режиме же приема, когда радиосигнал малой мощности вводится от антенны в двухпроводную линию, газовый разрядник 3 пробиваться не будет, и радиоприемное устройство 2 воспримет поступивший от антенны радиосигнал. Что касается радиопередающего устройства 1, то его выходное сопротивление будет достаточно велико (за счет наличия полуволнового участка двухпроводной линии), и поступивший от антенны радиосигнал не попадет в радиопередающее устройство 1.

В настоящее время среди антенных систем все более важное место занимают так называемые антенные решетки, то есть антенны, состоящие не из одного, а из многих приемо-передающих элементов. Например, для бортовой антенной решетки число указанных элементов, располагающихся на общей площади в , может составлять несколько десятков, а то и сотен.

Рассмотрим принцип функционирования антенной решетки. Начнем с режима излучения.

Предположим, для простоты, что антенная решетка состоит всего из двух элементов (рис. 3.10), каждый из которых излучает в пространство непрерывное колебание частоты . Поскольку размеры излучателя каждого элемента невелики (для бортовых антенных решеток – не более нескольких сантиметров), то любой из этих элементов заполняет высокочастотной электромагнитной энергией сравнительно широкий пространственный сектор. Разумеется, данные секторы перекрываются и в области их наложения возникает интерференция радиоволн. Это приводит к тому, что суммарная энергия, излучаемая двухэлементной антенной решеткой, оказывается пространственно – неравномерной, а именно, изменяющейся от максимальной (в том направлении, где радиосигналы обеих элементов окажутся синфазными, и следовательно, будут складываться в пространстве) до нулевой (пространственное вычитание радиосигналов, оказавшихся в противофазе, в другом направлении). То направление, в котором осуществляется пространственное суммирование, будет задавать координату максимума диаграммы направленности рассматриваемой антенной решетки. Если обратиться к рис. 3.10., то координатой максимума указанной диаграммы направленности будет угол .

Величину угла нетрудно подсчитать, исходя из геометрических соображений, а именно: поскольку фазовращатель находится в канале только одного элемента, то для компенсации радиосигнал, излучаемый другим элементом, должен пройти дополнительный путь l, равный

где d – расстояние между элементами. Тогда и будет обеспечена синфазность обеих радиосигналов на направлении . Приравнивая набег фазы радиосигнала на расстоянии l величине , получим:

откуда

Что касается угла , то в данном направлении для рассматриваемого случая будет происходить лишь частичное суммирование излучаемых радиосигналов.

Выражение (3.8), в частности, означает, что если фазовращатель в канале элемента 1 сделать управляемым (то есть изменять значение ), то максимум диаграммы направленности двухэлементной антенной решетки будет менять свое положение в пространстве, осуществляя так называемое сканирование (качание луча).

Перейдем теперь от рассмотренного элементарного случая к соответствующей линейной структуре. Эта структура показана на рис. 3.11. Здесь N элементов с помощью N фазовращателей формируют диаграмму направленности заданного вида. Отметим два обстоятельства. Во-первых, в данной антенной решетке может существовать не N фазовращателей, а N -1 (один из элементов, как правило, центральный, излучает колебание, не подвергнутое фазовому сдвигу). Во-вторых, указанная антенная решетка способна организовать не одну, а несколько диаграмм направленности.

Поскольку компоновка требуемой картины электромагнитного поля осуществляется с помощью фазовращателей, то данная антенна называется фазированной антенной решеткой (ФАР) линейного типа.

В наиболее часто встречающемся на практике случае значения фаз , i =1… N, описываются линейным законом:

а расстояния между элементами выбираются одинаковыми и равными примерно . В этом случае антенная решетка формирует линейный фазовый фронт излучений, распространяющийся в направлении максимума диаграммы направленности.

Необходимо отметить, что пространственное качание (сканирование) диаграммы направленности ФАР выполняется без механического поворота всей конструкции ФАР, а исключительно за счет управления фазовращателями. Поэтому в случае использования ФАР обычно говорят об электронном (т.е. безынерционном) сканировании, подразумевая высокоскоростное изменение фаз и, следовательно, высокоскоростное перемещение диаграммы направленности. Типичное время облучения пространственного сектора в диапазоне углов (учитываются перемещения либо по азимуту , либо по углу места ) составляет значение от несколько десятков миллисекунд до нескольких (3...7) сек.

Что касается принципа функционирования ФАР в другом режиме, а именно, в режиме приема, то алгоритм, связывающий (для двухэлементной ФАР) величины и , может быть получен на основании рассуждений, использованных ранее при рассмотрении режима излучения. Например – будем понимать под углом то направление, с которого радиосигнал принимается наилучшим образом (обеспечивается максимум сигнала на выходе ФАР). Ясно, что данное направление будет соответствовать координате максимума уже не передающей, а приемной диаграммы направленности. Рассуждая аналогично тому, как это делалось для режима излучения, придем к соотношению

совпадающему с выражением (3.8). Это означает, что для приемо-передающей ФАР положение максимумов диаграмм направленности как для режима излучения, так и для режима приема оказывается одним и тем же. Другим выводом является заключение о возможности электронного (безынерционного) сканирования также и в режиме приема.

Соображения, изложенные для двухэлементной приемной ФАР, могут быть распространены и на N – элементную линейную приемную ФАР. Что касается другого весьма важного параметра ФАР, а именно ширины () диаграммы направленности, то она для может быть рассчитана согласно выражению

где: - рабочая длина волны;

d – расстояние между элементами;

N – количество элементов.

К недостаткам, присущим ФАР, помимо сложности изготовления и высокой стоимости, следует отнести как ограниченность сектора сканирования (при неподвижной ФАР отклонение максимума диаграммы направленности от нормали к линии излучателей обычно не превышает ), так и снижение (рис. 3.12, а) максимума дальности действия при , обусловленное расширением (рис. 3.12, б) диаграммы направленности:

где - ширина диаграммы направленности линейной ФАР при угле отклонения максимума этой диаграммы от нормали к линии излучателей.

В практике авиационных радиосистем обычно используют не только линейные, но и плоские ФАР (рис. 3.13), которые представляют собой совокупность многих элементов, распределенных по площади некой плоской фигуры (квадрат, прямоугольник, круг, эллипс, и т.д.). В литературе такие плоские ФАР иногда называются двумерными. Сложность функционирования плоских ФАР, разумеется, значительно выше, чем у линейных ФАР, однако, физический принцип их действия остается неизменным – организация пространственного луча за счет специально созданной интерференции излучаемых колебаний (в режиме передачи) и формирование в антенной решетке (для режима приема) фазовой структуры, адекватной фазовой картине колебания, приходящего из пространства.

Традиционное место установки бортовых плоских ФАР работающих, как правило в сантиметровом диапазоне волн, - носовая часть самолета. Типовые значения:

ширина диаграммы направленности - ; площадь - ; масса – 2кг…8кг.

С точки зрения повышения эффективности ФАР (расширение сектора сканирования, постоянство ширины диаграммы направленности при ее пространственном перемещении, и т.д.) перспективным направлением считается создание неплоских (выпуклых, объемного типа) ФАР.

Таковы основные разновидности антенн, наиболее часто применяемых в радиолокационных системах.

Рассмотрим методы определения различных координат объекта.

А. Методы измерения дальности.

Дальность R является пожалуй, наиболее тактически – важной координатой объекта. Это относится как к бортовым, так и к наземным радиосистемам. В военной авиации величина R задает расстояние, например, до самолета противника, а в гражданской авиации значение R указывает, в частности, на удаленность самолета, идущего встречно-пересекающимся курсом, или на близость земной поверхности.

Поскольку измерение дальности R осуществляется путем оценки параметров принятия радиосигнала вида (1.1)

то в соответствии с этим, методы измерения дальности подразделяются на три разновидности:

- временной (другие названия этого метода – импульсный, по времени запаздывания);

- частотный;

- фазовый.

Отметим, что временной метод чрезвычайно широко применяется в радиолокации, частотный метод обычно используется в практике высотометрии, а фазовый метод характерен для радионавигационных систем. Суть этих методов заключается в следующем.

а) Временной метод измерения дальности.

Как следует из названия, каждому значению дальности R должно соответствовать одно и только одно значение времени t. Если, в частности, пространственное положение измерительной радиосистемы характеризуется моментом времени , то расстояние R до объекта будет соответствовать моменту времени .

Ранее отмечалось, что большинство радиолокационных систем работает в диапазоне сверхвысоких частот (30МГц…300ГГц). Поскольку длины волн этих колебаний лежат всего лишь в пределах 10м…1мм, то измерение расстояний R до реальных объектов с помощью непрерывного немодулированного колебания вида (1.1)

временным методом оказывается невозможным. Поэтому на практике дальнометрию осуществляют иным способом - путем излучения и приема достаточно коротких импульсов.

Реализация импульсного метода дальнометрии состоит в том, что измерительная радиосистема, установленная, например, на самолете (рис. 3.14, а), излучает в пространство короткий (длительности ) радиоимпульс (рис. 3.14, б).

Если в пределах диаграммы направленности оказывается какой-либо объект, то данный радиоимпульс отражается от него. Строго говоря, отражение от объекта происходит в разные стороны (характер этого отражения зависит от конфигурации и материала объекта), но в том числе – и в сторону самолетной измерительной радиосистемы. На рис. 3.14, а) изображены два объекта, расположенные на разных дальностях и , а на рис. 3.14, б) показаны радиоимпульсы, отраженные от этих объектов и поступившие на вход антенны. Каждый из этих радиоимпульсов смещен во времени относительно излученного радиоимпульса на соответствующие временные интервалы и ,

где

Коэффициент 2 в данных выражениях обусловлен тем, что радиосигнал проходит в пространстве путь двойной длины – от измерительной радиосистемы до объекта и обратно. Величины и обычно называют временами запаздывания. Значения и измеряются на выходе радиоприемного устройства. По этим значениям вычисляются дальности и до объектов:

В принципе, дальность R до объекта можно определить и по одному отраженному радиоимпульсу. Однако, поскольку подавляющее большинство объектов являются движущимися, то перед измерительной радиосистемой обычно становится задача воспроизвести динамику изменения дальности от рассматриваемой радиосистемы до объекта. Эту задачу можно решить путем излучения (и, разумеется, приема) радиоимпульсов в различные моменты времени. Наиболее просто с технической точки зрения осуществляется режим не произвольного, а периодического (регулярного) излучения радиоимпульсов. При этом временной интервал между моментами излучения смежных радиоимпульсов называется периодом повторения. При дальнометрии обычно (например, ).

Особенностью периодического режима излучения являются соблюдение требования однозначности дальнометрии, то есть отраженный от объекта радиосигнал должен вернуться до момента излучения следующего радиоимпульса. Иными словами, должны выполняться соотношения:

следуя логике выражений (3.13), можно записать:

откуда

если, в частности, , то .

Тогда неравенства (3.15) могут быть представлены в другой форме:

Соотношения (3.18) являются алгоритмическим отображением требования однозначности дальнометрии. Если же объект находится на таком расстоянии от измерительной радиосистемы, что условие (3.18) не выполняется, то измерительной радиосистеме необходимо перейти на режим работы с иным (увеличенным) периодом повторения.

Кроме задачи обеспечения однозначности, в импульсной дальнометрии существует проблема так называемого разрешения объектов по дальности.

Вернемся к рис. 3.14. Предположим, что объекты 1 и 2 начинают сближаться по дальности. В какой-то момент времени они приблизятся друг к другу настолько, что отраженные от них радиоимпульсы перекроются, образовав один протяженный радиоимпульс. В этом случае два близко-расположенных объекта будут ошибочно восприняты измерительной радиосистемой как один объект, что расценивается как неразрешение радиосистемой данных объектов по дальности.

Для количественной оценки явления разрешения вводится понятие разрешающей способности по дальности. Считается, что граница разрешения (раздельного восприятия двух объектов) соответствует выполнению равенства

или, что то же,

Тогда разрешающая способность по дальности будет вычисляться из соотношения

Для случая получим: .

Из выражения (3.21) следует, что для улучшения разрешающей способности по дальности измерительная радиосистема должна использовать радиоимпульсы более короткой длительности.

Укрупненная структурная схема импульсной радиосистемы измерения дальности представлена на рис. 3.15. Работа ее осуществляется следующим образом.

Синхронизатор 1 вырабатывает укороченные импульсы запуска, следующие с периодом повторения. Под воздействием каждого из этих импульсов запуска срабатывают генератор 2 видеоимпульсов, генератор 3 напряжения развертки и генератор 4 масштабных меток. Рассмотрим функционирование каждого из этих узлов.

Генератор 2 формирует видеоимпульсы, длительность которых значительно больше, чем длительность импульсов запуска, и равна . Далее эти видеоимпульсы подаются на генератор 5, в котором вырабатываются мощные радиочастотные импульсы, имеющие длительность и совпадающие во времени с видеоимпульсами. Указанные радиоимпульсы поступают на антенный переключатель 6, после чего излучаются в пространство с помощью приемо-передающей антенны 7.

Во время излучения антенный переключатель 6 замыкает вход радиоприемного устройства 8, предохраняя это устройство от поступления на него мощного радиоимпульса, а по окончании данного радиоимпульса размыкает указанный вход, в результате чего радиоприемное устройство 8 открывается по окончании излученного радиоимпульса и оказывается готовым к приему отраженного радиоимпульса.

Генератор 3 напряжения развертки предназначен для задания (в определенном масштабе) измеряемого интервала дальностей в выходном индикаторном устройстве 9. Поскольку данное индикаторное устройство 9 представляет собой (в простейшем случае) осциллограф, то указанный генератор 3 формирует линейно-изменяющееся (пилообразное) напряжение, которое и является напряжением развертки.

Слово «развертка» относится к движению яркостной точки (образованной сфокусированным электронным лучом) по экрану осциллографа, причем интервал перемещения этой точки соответствует (в заданном масштабе) интервалу измеряемых дальностей. Факт линейности напряжения развертки означает постоянство скорости смещения яркостной точки по экрану и, следовательно, обеспечения прямой пропорциональности между текущей координатой данной точки и текущим значением дальности. Отметим, что период запуска смежных пилообразных напряжений развертки равен периоду повторения, а сброс очередной «пилы» происходит незадолго до следующего импульса запуска.

Генератор 4 масштабных меток необходим для задания дальностной измерительной шкалы на экране осциллографа 9. Этот генератор формирует последовательность коротких импульсов, следующих с малым периодом повторения. Поскольку данная последовательность подается на осциллограф для кратковременного гашения электронного луча, то на экране измерительная шкала высвечивается в виде пунктирной горизонтальной линии, причем количество световых точек в том или ином отрезке этой линии характеризует соответствующий интервал дальностей. Дополнительной функцией генератора 4 является гашение так называемого обратного (от до ) хода электронного луча, предотвращающее мешающую (ухудшающую контрастность) засветку экрана.

Предположим, что в пространстве, на расстоянии от измерительной радиосистемы, находится объект. Тогда радиоимпульс, отраженный от этого объекта, поступит на приемо-передающую антенну 7 и через антенный переключатель 6 попадет на вход радиоприемного устройства 8. Видеоимпульс с выхода этого устройства будет подан на осциллограф 9 для измерения (путем подсчета количества масштабных меток) дальности до объекта.

Характерной особенностью импульсных радиосистем является наличие минимальной измеряемой дальности . Дело в том, что в режиме излучения радиоприемное устройство закрыто на длительность , что соответствует расстоянию . Следовательно, если дальность до объекта окажется меньше, чем , то радиосигнал, отраженный от такого объекта, радиоприемным устройством воспринят не будет. Иными словами, рассмотренный измеритель дальности до объекта способен правильно определять указанную дальность, если она располагается в интервале: .

Традиционным местом расположения импульсных радиодальномеров на самолете является его носовая часть. В целях как снижения аэродинамического сопротивления, так и защиты приемо-передающей антенны от внешних воздействий, весь радиодальномер находится под радиопрозрачным обтекателем.

На рис. 3.16 показано расположение приемо-передающей антенны импульсного радиодальномера в носовой части истребителя. Радиопрозрачный обтекатель отвернут в сторону.

Что касается материала радиопрозрачного обтекателя, то потери в нем электромагнитной энергии должны быть минимальными. Кроме того, характеристики этого материала должны оставаться постоянными при значительном нагреве. Так, на самолетах с небольшими (до ) скоростями устанавливаются обтекатели из стеклоткани на бакелитовой основе. Обтекатели для среднескоростных самолетов изготавливаются из стекловолокна с клеями на основе эпоксидных смол. Основой материалов для обтекателей на сверхзвуковых самолетах служат кремнийорганические соединения, выдерживающие длительный нагрев свыше .

Конструкции радиопрозрачных обтекателей делятся на две группы – слоистые (используются в самолетах с невысокими скоростями полета, для плоских обтекателей небольших габаритов) и сотовые (применяются в обтекателях сложной конфигурации, испытывающих значительные аэродинамические нагрузки). На рис. 3.17 изображена структура обтекателя сотовой конструкции.

Для удобства наземных профилактических осмотров антенны обтекатели делают поворотными или легкосъемными. Наружную сторону обтекателя для предохранения от эрозии окрашивают специальной (обладающей малым поглощением электромагнитной энергии) краской. Использование, например, красок на металлической основе недопустимо.

б) Частотный метод измерения дальности.

Как видно из названия, принцип данного метода заключается в том, что каждому значению дальности должна соответствовать одна и только одна частота , поступающая в устройство измерения дальности. При этом в большинстве современных радиосистем частота не содержится (в явном виде) в принятом радиосигнале, а формируется внутри радиоприемного устройства. Рассмотрим вариант метода частотной радиодальнометрии, наиболее часто используемый в практике авиационных радиосистем.

Радиопередающее устройство формирует непрерывный во времени частотно-модулированный радиосигнал (рис. 3.18, а), который излучается в пространство. Отраженный от объекта радиосигнал (также непрерывный во времени и модулированный по частоте – рис. 3.18, б) поступает на приемную антенну. Два радиосигнала (копия мощного излученного и принятый), между которыми существует задержка во времени, подаются на разные входы специального устройства – балансного смесителя. В результате взаимодействия этих двух радиосигналов на выходе балансного смесителя формируется непрерывное напряжение (рис. 3.18, в), амплитуда которого изменяется с частотой . После детектирования данного напряжения образуется непрерывный радиосигнал (рис. 3.18, г), имеющий частоту . Этот радиосигнал далее подается на устройство измерения дальности, в котором частота переводится в соответствующее значение дальности .

Структурная схема частотного радиодальномера приведена на рис. 3.19.

Суть изложенного частотного метода дальнометрии можно проиллюстрировать с помощью частотно-временных зависимостей (рис. 3.20), построенных для случая, когда частота излучаемого радиосигнала меняется по линейному закону. При этом в качестве частоты используется модуль разности частот излученного и принятого радиосигналов, вычисляемый в каждый текущий момент времени. Тогда связь частоты с дальностью может быть найдены на рис. 3.20, а) из пропорции

в итоге получаем:

где: - период частотной модуляции; - частота девиации. Если, например, измеренная разностная частота составляет то при девиации частоты равной 30МГц и периоде модуляции величина дальности до объекта будет равна 50км.

Выражение (3.22), связывающее дальность и значение на горизонтальном участке графика на рис. 3.20, б), имеющего длительность , задает, фактически, алгоритм работы устройства измерения дальности. Структура этого устройства показана на рис. 3.21, а). Данное устройство выполняет параллельный (одновременный) просмотр всего диапазона возможных разностных частот . Основная часть этого устройства состоит из набора узкополосных фильтров, каждый из которых имеет амплитудно-частотную характеристику с соответствующей центральной частотой и полосой пропускания , где .Когда на общий вход фильтров поступает напряжение , то это напряжение заставляет сработать фильтр с той амплитудно-частотной характеристикой , в чью полосу пропускания попадает частота данного напряжения . Поскольку полосы пропускания всех фильтров выбраны из условия

где - интервал времени, на котором производится измерение разностной частоты ; - интервал времени, соответствующий переходным процессам; то фильтры осуществляют измерение лишь на ее горизонтальном участке (рис. 3.21, б).

Наконец индикатор , где фиксирует факт срабатывания -го фильтра и вырабатывает собственный отсчет дальности . На этом процедура измерения дальности частотным методом заканчивается.

Отметим, что хотя значение периода частотной модуляции может определяться, исходя из заданной величины максимальной однозначно-измеряемой дальности по формуле

но на практике, с целью уменьшения и увеличения , значение выбирается значительно больше, чем рассчитанное по соотношению (3.24).

Еще одной особенностью частотного метода дальнометрии является дискретность отсчета дальности. Это означает, что если истинная дальность до объекта может изменяться сколько угодно плавно, то измеренное значение дальности всегда будет равно целому числу дискретов :

Отсюда, в частности, следует, что существует минимальное значение дальности, которое можно измерить частотным методом:

Выражения (3.25) и (3.26) легко получаются из соотношения (3.22), если в него вместо величины поставить значение .

Рассмотренный частотный метод дальнометрии обычно используется в самолетах и вертолетах для измерения малых высот. Приведем некоторые основные параметры радиовысотомера малых высот РВ – 5:

- центральная частота излучаемого радиосигнала – 4,3ГГц;

- диапазон измеряемых высот – 0…750м;

- ошибка измерения высоты:

а) 0,6м на высотах 0…10м;

б) 6 % от высоты на высотах 10…750м;

- мощность излучаемого радиосигнала – 0,4Вт;

- девиация частоты – 50мГц;

- частота модуляции – 105Гц;

- масса приемо-передатчика – 10кг;

- объем приемо-передатчика – 12,5дм³;

- гарантированный срок службы – 2000час.

Что касается диаграммы направленности, то для высотомеров малых высот она не должна быть слишком узкой, поскольку в случае глубокого маневра самолета луч может сильно уйти в сторону, а это сопряжено как с повышенными ошибками измерения, так и с риском потерять земную поверхность «из виду». Этим обстоятельством объясняется использованием в качестве антенн двух (излучающего и приемного) пирамидальных рупоров, которые размещаются один за другим на горизонтальном участке (удаленном от других антенн, а также от выступающих элементов конструкции) нижней части фюзеляжа самолета и закрываются радиопрозрачным обтекателем (рис. 3.22).

На вертолетах наиболее подходящим местом расположения антенн радиовысотомера является хвостовая балка. Для уменьшения просачивания мощного излученного радиосигнала в приемную антенну расстояние между антеннами выбирается не менее 0,6м. Рупорные антенны, используемые в РВ – 5, имеют ширину диаграммы направленности, равную , и габаритные размеры .

в) Фазовый метод измерения дальности.

Как следует из названия, суть данного метода заключается в том, что каждому значению дальности соответствует одно и только одно значение фазы , поступающее на устройство измерения дальности.

Фазовый метод измерения дальности обладает наивысшей (по сравнению с временным и частотным методами дальнометрии) точностью измерения расстояния.

Специфика фазового метода дальнометрии связана с использованием его лишь в диапазоне фазовой однозначности, то есть значение фазы должно находиться в пределах от до . Выполнение этого требования обеспечивает правильность отсчета дальности . Если же величина фазы окажется равной, например, , то в этом случае устройство измерения дальности выработает оценку расстояния, соответствующего фазе .

Указанная особенность применительно к авиационным радиосистемам, излучающим сверхвысокочастотные (30МГц…300ГГц) колебания, означает, что требования фазовой однозначности выполняется в данном случае лишь на весьма малых (10м…1мм) расстояниях, которые очевидно не соответствуют значениям реальных дальностей воздушных или наземных объектов.

Поэтому для измерения расстояний фазовым методом используются не фаза сверхвысокочастотного радиоколебания (1.1)

а иная фаза , диапазон однозначности которой соответствует заданному интервалу () измеряемых дальностей.

Такой фазой в рассматриваемом методе является фаза изменения параметра излучаемого колебания. При этом подразумевается, что в целях измерения любого значения из диапазона () данный параметр будет принудительно изменяться по непрерывному и гармоническому закону. Наиболее простые технические решения получаются, когда в качестве указанного параметра используется амплитуда излучаемого колебания (1.1). Отметим, что измерение дальности фазовым методом осуществляется при непрерывном режиме излучения радиосистемы.

На рис. 3.23. показаны эпюры напряжений излучаемого и принятого радиоколебаний. При этом амплитуда излучаемого на частоте радиоколебания изменяется с частотой (). Если объект находится на расстоянии от измерительной радиосистемы, то отраженное от объекта и далее принятое радиосистемой колебание будет задержано (относительно излученного) на величину . Это означает, что фаза амплитудной модуляции принятого радиоколебания окажется сдвинутой относительно фазы излученного радиоколебания на величину . Отсюда получим, что алгоритм работы устройства измерения дальности будет иметь вид:

где .

Упрощенная структурная схема фазового дальномера представлена на рис. 3.24. Радиоколебание низкой частоты , вырабатываемое генератором 1, подается как на генератор 2 высокой частоты, так и на измеритель 3 разности фаз. Генератор 2 вырабатывает радиоколебание частоты , амплитуда которого изменяется с частотой . Это радиоколебание поступает на радиопередающую антенну 4 и далее излучается в пространство. Отраженное от объекта радиоколебание (на частоте ) принимается антенной 5 и проходит через радиоприемное устройство 6, на выходе которого формируется напряжение частоты , соответствующее характеру амплитудной модуляции принятого радиоколебания. В измерителе 3 разности фаз происходит сравнение двух колебаний частоты , в результате чего на выходе измерителя 3 вырабатывается напряжение пропорциональное величине . Данное напряжение воздействует на устройство 7 измерения дальности, которое, в соответствии с соотношением (3.27), формирует сигнал соответствующей дальности. Для уменьшения просачивания излучаемого антенной 4 радиосигнала в приемную антенну 5 принимаются специальные меры (улучшают направленные свойства антенн, разносят антенны друг от друга, и т.д.).

Отметим, что выбор модулирующей частоты где - длина волны модулирующего колебания, осуществляется с позиции обеспечения фазовой однозначности (). Это означает, что заданная величина максимальной дальности определяет интервал возможных длин волн модулирующего колебания:

откуда

В практике авиационных радиосистем фазовые радиодальномеры обычно используются для измерения малых расстояний – там, где не могут быть применены импульсные радиодальномеры.

Поиск по сайту: