У НЕЛІНІЙНИХ ТА ПАРАМЕТРИЧНИХ КОЛАХ

У системах зв'язку деякі корисні перетворення сигналів у процесі їх пе­редавання каналами зв'язку пов'язані зі зміною спектрального складу. До таких перетворень належать випрямлення, модуляція та детектування, резо­нансне підсилення з великим ККД, множення, ділення та перетворення частоти тощо. Більшість із них здійснюються на передавальній стороні. Детектування, як правило, провадиться на приймальній стороні, де, крім корисного сигналу, завжди присутні завади.

У загальному випадку перетворення спектра сигналу можливе в колі, яке складено з джерела сигналу, нелінійного чи параметричного елемента і частотно-селективного навантаження у вигляді, наприклад, фільтра, який виділяє необхідну частоту чи смугу частот. Така схема перетворення сигна­лів та їх спектрів і розглядається далі.

5.1. МНОЖЕННЯ ЧАСТОТИ

Множення частоти - це процес підвищення частоти гармонічного ко­ливання в ціле число разів. Необхідність у цьому виникає в тих випадках, коли формування коливань на потрібній частоті за якихось причин незручне. Наприклад, високостабільні кварцові генератори усталено працюють на частотах до ЗО МГц. При використанні множення частоти можна забезпечи­ти кварцову стабілізацію частоти на більш високих частотах. У радіопереда­вачах каскади подвоєння та потроєння частоти є основними. Крім пониження частоти задавального генератора така побудова помітно зменшує зворотну дію більш потужних каскадів на попередні. Множення частоти з великою кратністю знаходить також широке застосування у фазометричних пристро­ях, еталонах частоти, генераторах сантиметрового діапазону та ін.

Амплітуда вихідної напруги помножувача частоти залежить від ВАХ не­лінійного елемента та робочої точки на цій характеристиці

(6.1)

де - амплітуда струму n-ї гармоніки в колі.; _вх0 - резонансний опір контура для n-ї гармоніки. Розрахункові формули для амплітуди струму гармонік залежать від способу апроксимації ВАХ. Наприклад, для кусково-лінійної апроксимації, згідно з виразами (4.6) та (6.1),

(6.2)

де - коефіцієнти Берга; - кут відсічки; - крутість характе­ристики НЕ; вхідний резонансний опір контура. Кут відсічки, для якого n-та гармоніка має максимальну амплітуду, .

Але дістати великий коефіцієнт множення частоти одного каскаду з нелі­нійним елементом неможливо з двох причин: 1) величина струму гармонік різко зменшується з підвищенням їх кратності, крім того, деякі гармоніки взагалі можуть бути відсутні в залежності від виду ВАХ; 2) важко фільтрувати суміжні гармоніки (n - 1)-шу та (n + 1)-шу, які незначно відрізняються за частотою. Наявність цих гармонік призводить до появи паразитної амплітудної модуляції. Практично реалізуються в основному схеми подвоєння та потроєння частоти. Для одержання значного коефіцієнта множення (n = 10³-10⁵) застосо­вують багатокаскадні схеми, кожна з яких має невеликий коефіцієнт множення . Загальний коефіцієнт множення всіх каскадів .

Приклад 6.1. У потроювачі частоти (див. рис. 6.1,а) застосовано НЕ, ВАХ якого при можна апроксимувати прямою з крутістю . Добротність контура . Знайти амплітуду вихідної напруги, якщо до входу підведено напругу з амплітудою і частотою .

Вибираємо ємність контура за рекомендаціями, які наведено в прикладі 5.1 (2 пФ на метр довжини хвилі). Для частоти з (довжина хвилі 5 м) С =10 пФ. Характеристичний опір контура , звідки вхідний резонансний опір .

Для потроювача частоти оптимальний кут відсічки . Із графіків рис. 4.8 знаходимо та, згідно з формулою (4.10), . За формулою (6.2) амплітуда напруги на виході потроювача частоти

5.2. ПЕРЕТВОРЕННЯ ЧАСТОТИ

Принцип перетворення частоти. Перетворенням частоти називають перенесення спектра модульованого сигналу з частоти переносника до деякої другої частоти, яка називається проміжною. При перетворенні частоти зберігаються амплітудні та фазові співвідношення між складовими спектра сигналу, змінюються тільки частоти складових, тобто перенесення спектра здійснюється без зміни закону модуляції.

Як відомо (див. §4.5), при підведенні до нелінійного елемента коливань із двома різними частотами та на його виході можна одержати комбіна­ційні складові з частотами суми та різниці . Якщо селективним колом виділити тільки одну з них, наприклад різницеву, то це і буде коли­вання проміжної частоти . Таким чином, якщо ( - частота корисного сигналу), то для одержання проміжної частоти необхідне коливання від допоміжного генератора . Цей генератор називається гетеродином. Як нелінійний елемент звичайно використовують безінерційний параметричний елемент, який називають змішувачем.

Як змішувач використовуються різні електронні прилади, в яких напруги сигналу та гетеродина подають на той самий чи на різні електроди: біполярні транзистори, одно- чи багатосіткові лампи, польові транзистори з одним чи двома заслонами, диференціальні підсилювачі, кристалеві діоди (у НВЧ діапазоні) та ін.

Під впливом періодичної напруги гетеродина значної величини ди­ференціальна крутість ВАХ змішувача періодично змінюється. А періодичну функцію можна розкласти в ряд Фур'є

(6.3)

При подачі до входу перетворювача (рис. 6.2) модульованого сигналу, наприклад АМ, змінна складова вхідного струму згідно з рядом (6.3)

Цей вираз можна представити у вигляді

(6.4)

Вихідна напруга перетворювача пропорційна складовій різницевої частоти у виразі (6.4), через те що на цю частоту настроєно коли­вальний контур у колекторному колі транзисторного перетворювача

. (6.5)

З виразу (6.5) випливає, що є АМ сигналом за тим самим законом модуляції, що і вхідний АМ сигнал, маємо тільки зміщення частоти перенос­ника. Це перетворення подане на рис. 6.3, де зображено спектри вхідного та вихідного сигналів перетворювача. Перенесення спектра вхідного сигналу на проміжну частоту означає, що коливальний контур перетворювача повинен мати смугу пропускання достатньою для неспотвореного передавання моду­льованого сигналу.

Крутість перетворення. Ефективність роботи перетворювача прийнято характеризувати особливим параметром - крутістю перетворення , яка дорівнює відношенню амплітуди струму проміжної частоти на виході пере­творювача до амплітуди немодульованого сигналу на його вході

Для знаходження треба знати залежність диференціальної крутості від напруги гетеродина, знайти закон зміни за часом під впливом напруги гетеродина, а потім розкласти у ряд Фур'є і обчислити амплітуду першої гармо­ніки. Це досить складна процедура. Але для практичних розрахунків можна вважати, що під впливом напруги гетеродина змінюється від 0 до Тоді крутість перетворення при гармонічній зміні та , при прямокутній зміні . Отже, у будь-якому режимі роботи перетворювача крутість перетворення має порядок

(6.6)

яким і користуються для практичних розрахунків. При цьому слід враховува­ти, що максимальна крутість пропорційна амплітуді гетеродина.

Відношення амплітуди вихідної напруги сигналу на проміжній частоті до амплітуди сигналу на вході перетворювача є коефіцієнтом передачі (підси­лення) перетворювача _пер. Як і для будь-якого резонансного підсилювача коефіцієнт підсилення перетворювача К_пер де - вхідний резонансний опір контура. З формули (6.6) випливає, що коефіцієнт підсилення будь-якого каскаду в режимі перетворення частоти приблизно в 3-4 рази менший, ніж у режимі підсилення.

Розрахунки перетворювача частоти звичайно зводяться до знаходжен­ня частоти та амплітуди гетеродина, параметрів коливального контура, коефіцієнта передачі та вихідної напруги сигналу для заданого сигналу на вході та параметрів нелінійного елемента. Далі наведено приклад таких розрахунків.

Приклад 6.2. У перетворювачі частоти застосовано транзистор із максимальною диференці­альною крутістю при . напруга запирання транзистора . До входу перетворювача подано АМ сигнал: частота переносника 1600 кГц, ширина спектра 6,8 кГц. Знайти частоту і амплітуду гетеродина, коефіцієнт передачі перетворювача на проміж­ній частоті .

За формулою (6.6) для гармонічного сигналу гетеродина знаходимо і . Таку крутість буде забезпечено, якщо напруга гетеродина займає всю робочу ділянку характе­ристики НЕ 0,3-0,9 В, звідси амплітуда напруги гетеродина .

Нехай частоту гетеродина розміщено вище за частоту сигналу, тобто , тоді . Для виділення спектра АМ сигналу зі смугою на проміжній частоті коливальний контур повинен мати добротність . Якщо прийняти і вибрати ємність контура (див. приклад 3.2), то вхідний резонансний опір коливального контура . Коефіцієнт передач, перетворювача .

Схемна побудова перетворювачів частоти. Розрізняють два варіанти схем перетворювачів частоти, в яких змішувач і гетеродин виконано у вигля­ді двох самостійних схем на різних активних елементах або об'єднано в одному активному елементі. Друга схема має гірші параметри в порівнянні зі схемою з окремим гетеродином, оскільки важко одночасно забезпечити оптимальні режими як для змішувача, так і для гетеродина. Тому на практиці частіше застосовуються схеми перетворювачів з окремим гетеродином.

Застосування перетворювачів частоти. У техніці електрозв'язку та радіоелектроніці перетворення частоти займає особливе місце. Це найбільш поширена операція при формуванні сигналів у радіопередавачах, апаратурі багатоканального зв'язку, радіоприймачах та ін. Застосування так званого супергетеродинного приймання дало можливість значно поліпшити якісні показники радіоприймачів. Використання в супергетеродинних приймачах принципу перенесення високої частоти до більш пониженої проміжної частоти дало можливість підсилювати та виділяти корисний сигнал простими вузькосмуговими підсилювачами проміжної частоти.

5.3. ДІЛЕННЯ ЧАСТОТИ

Ділення частоти - це процес зменшення частоти гармонічного коливан­ня в ціле (чи дробне) число разів. Нині застосовуються два типи подільників частоти: двійкові та регенеративні.

Двійкові подільники будуються на двійкових дискретних елементах (три­герах). Кожний тригер у лічильному режимі зменшує частоту у два рази. Якщо побудувати ланцюжок із тригерів та ввести в нього зворотні зв'язки, то можна дістати коефіцієнт ділення такої схеми . Подільники частоти на двійкових елементах вивчаються в курсі "Імпульсна техніка". Оскільки у двійкових подільниках частоти, як правило, застосовуються тригери на мікросхемах, то вони поширені в новітній апаратурі зв'язку.

Функціональну схему регенеративного подільника частоти подано на рис. 6.4. Ця схема аналогічна схемі автогенератора (див. рис. 5.1). Особливо­сті: замість підсилювача застосовано змішувач, селектививне коло якого настроєне на частоту , а у колі додатного зворотного зв'язку є пом­ножувач частоти в т разів. У наведеній схемі напругу сигналу можна розгля­дати як напругу гетеродина для змішувача. Ділення частоти здійснюється в цій схемі через наявність змішувача та помножувача в замкнутому колі з додатним зворотним зв'язком.

При подачі до входу змішувача гармонічного сигналу з амплітудою та частотою петльовий коефіцієнт передачі схеми стає достатнім для виникнення автоколивань на частоті настройки селективного кола 1. Для існування в розглянутій схемі з додатним зворотним зв'язком стаціонар­ного усталеного режиму ділення частоти, крім необхідних для будь-якого автогенератора балансу амплітуд та фаз, необхідно виконати ще й частотну умову: при діленні частоти в п разів коефіцієнт множення частоти повинен бути .

Примітка. При діленні частоти на два (п = 2) помножувач у колі зворотного зв'язку не потрібен.

Регенеративні подільники частоти нині застосовуються в тих випадках, коли двійкові подільники працюють нестало, наприклад на НВЧ.

Принцип одержання дробового коефіцієнта ділення досить простий: спочатку частота ділиться разів, а далі множиться разів. Здійснювати ці операції у зворотному порядку - спочатку множення, а потім ділення небажано через складність схем помножувачів та подільників на більш високих частотах.

5.4 МОДУЛЯТОРИ ТАЇХ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Частотні властивості модуляторів визначаються за частотною характеристикою, під якою розуміють залежність основного параметра модульованого сигналу від частоти модулюючого гармонічного сигналу (при постійній його амплітуді). Для гармонічного переносника такими основними парамет­рами є коефіцієнт модуляції для АМ, девіація частоти , для ЧМ та девіація фази для ФМ. Частотна характеристика в ідеальному випадку має вигляд прямої, яка паралельна осі абсцис (частот) (рис. 6.6). Відхилення її від прямої дає можливість визначити як значення частотних спотворень модулятора, так і ефективну смугу частот модулюючого сигналу. Частотна характеристика модулятора також звичайно знаходиться експериментальне, і для її побудови на осі абсцис циклічна частота відкладається найча­стіше в логарифмічному масштабі.

Практичні схеми модуляторів та їх характеристики навіть для того само­го виду модуляції можуть бути різними в залежності від застосованих актив­них елементів, способу подання до них переносника та модулюючого сигна­лу. Так, для АМ розрізняють однотактні, двотактні, пасивні (на діодах), активні (на лампах, транзисторах) схеми модуляторів. У цьому розділі головну увагу зосереджено на принципах побудови модуляторів. Різні схемні рішення будуть вивчатись у спеціальних курсах.

5.5 АМПЛІТУДНІ, БАЛАНСНІ ТА ОДНОСМУГОВІ МОДУЛЯТОРИ

Амплітудні модулятори. З аналітичного виразу (математичної моделі) АМ сигналу (3.7), якщо його записати у вигляді

, (6.7)

випливає, що для формування АМ сигналу необхідно до переносника додати добуток переносника і модулюючого сигналу з масштаб­ним коефіцієнтом модуляції . Структурну схему такого амплітудного модулятора зображено на рис 6.7.

Із спектра АМ сигналу (3.9) випливає, що для його одержання необхідно сформувати три комбінаційні частоти (першого порядку , другого порядку ). А оскільки комбінаційні часто­ти формуються НЕ, то якщо на НЕ з квадратичною ВАХ подати суму переносника і модулюючого сигналу , то можна дістати АМ сигнал. Схему такого найпростішого амплітудного модулятора з діодом як нелінійним елементом подано на рис. 6.8. Робоча точка вибираєть­ся на квадратичній ділянці ВАХ діода, тобто ВАХ діода можна описати як

, (6.8)

де - коефіцієнти апроксимації; - напруга, яку прикладено до діода. У схемі рис. 6.8 і тоді

. (6.9)

Для спрощення запису в формулі (6.9) аргумент не записано. Виділені жирним шрифтом у формулі (6.9) складові утворюють АМ сигнал. Ці скла­дові виділяються селективним колом (коливальним контуром, смуговим фільтром) із середньою частотою переносника та смугою, яка дорівнює ширині спектра АМ сигналу. Напруга на виході коливального контура схеми на рис. 6.8 із вхідним резонансним опором і буде АМ сигналом

.

Для підвищення рівня вихідного АМ сигналу діодний модулятор викорис­товують часто в режимі великих значень та . Діод починає працювати з відсічкою струму. Принцип одержання амплітудної модуляції в цьому режимі пояснюється осцилограмами напруг та струмів, які подано на рис. 6.9. Для великого рівня сигналу ВАХ діода можна апроксимувати відрізками двох прямих. За рахунок того, що робоча точка переміщується модулюючим сигна­лом , здійснюється неперервна зміна амплітуди струму діода і, відповідно, кута відсічки. Тому амплітуда першої гармоніки послідовності імпульсів струму змінюється за часом. Напруга на коливальному контурі буде представ­ляти собою АМ сигнал, тобто коливання з амплітудою, яка змінюється пропо­рційно модулюючому сигналу .

Детальний аналіз схеми показує, що при модуляції зміщенням робочої точки неможливо запобігти спотворенням АМ сигналу. Амплітудна модуля­ційна характеристика лінійна тільки для .

З метою підвищення напруги вихідного АМ сигналу амплітудні модуля­тори виконують на активних елементах - транзисторах, лампах. Схемна побудова така сама, що і перетворювачів частоти. Напруги переносника і модулюючого сигналу подаються на базу (сітку). Амплітуда переносника має перевищувати амплітуду модулюючого сигналу. Контур схеми, який виконує роль фільтра, настроюється на частоту переносника і має смугу пропускання відповідно до ширини спектра АМ сигналу.

Балансний модулятор. Як випливає з аналітичного виразу БМ сигналу (3.10), для його формування необхідно виконати одну математичну операцію - перемноження переносника і модулюючого сигналу . Структурну схему балансного модулятора зображено на рис. 6.10. Смуговий фільтр після перемножувача зі смугою пропускання, яка дорівнює ширині спектра БМ сигналу, включається для ослаблення зайвих складових на виході неідеаль­ного перемножувача.

Модулятори ОМ сигналів. При всій різноманітності схем модуляторів ОМ сигналів у них реалізуються принципово два різні методи: фільтровий та фазовий.

Фільтровий метод формування ОМ сигналу. Із визначення ОМ сигналу випливає, що для його формування необхідно із спектра амплітудне- чи балансно-модульованого сигналу виділити фільтром одну бокову смугу частот: верхню або нижню. Цей метод отримання ОМ сигналу називають фільтровим, і його структурну схему подано на рис. 6.11. Спочатку балансним модулятором формують двосмуговий БМ сигнал. Потім смуговими фільтрами СФ1 та СФ2 виділяють необхідну бокову смугу частот.

Фазовий метод формування ОМ сигналу. Для отримання ОМ сигналу фазовим методом необхідно послідовно виконати всі операції, які подані в математичному описі ОМ сигналу (3.11) : обчислити добуток переносника і модулюючого сигналу ; перетворити сигнали в та в , для чого їх пропустити через фазообертачі з

5.6. ЧАСТОТНІ ТА ФАЗОВІ МОДУЛЯТОРИ

Частотна модуляція в автогенераторі. Для одержання лінійного від­хилення частоти гармонічного коливання під дією модулюючого сигналу, що є характерним для ЧМ (див. §3.4), на частотах до 100 МГц широко застосовується безпосереднє керування частотою автогенератора. Оскільки частота коливань автогенератора (див. §5.3) визначається частотою настройки коливального контура, то для зміни генерованої частоти необхід­но змінювати резонансну частоту контура.

Існує ряд методів перестроювання чи контура: механічний, електромагнітний, електронний та ін. Для високої модулюючої частоти пошире­ний безінерційний електронний метод керування ємністю контура. Для цього до контура підключають варикап - напівпровідниковий діод, ємність переходу якого залежить від напруги, яку прикладено в напрямку запирання переходу діода. Підключення варикапа VD до резонансного контура LС- автогенератора (індуктивна триточка) подано на рис. 6.13. Конденсатор С_р сполучає на високій частоті варикап VD з ємністю контура С, і його ємність вибирають такою, щоб опір конденсатора був малим на генерованій високій частоті та великим на частотах модулюючого сигналу . Початкова ємність варикапа (робоча точка на вольт-фарадній характеристиці) визна­чається напругою , яка разом із модулюючою напругою підключається до варикапа через дросель Др. Дросель у схемі необхідний для розділення генерованої частоти від джерел зміщення та модулюючого сигналу. Модулююча напруга змінює напру­гу на варикапі, тому зміню­ється ємність варикапа і, відповідно, генерована частота.

Для заданих значень середньої частоти та частотного відхилення необхідну зміну ємності можна дістати з формули резонансної частоти коливального контура:

, (6.10)

де - середня ємність контура.

Якщо поділити вираз (6.10) на , простими перетвореннями знаходимо

. (6.11)

З виразу (6.11) випливає, що лінійній відносній зміні ємності від­повідає нелінійна зміна частоти . Але, якщо відносна зміна частоти невелика , то вираз можна спростити, знехтувавши величиною :

. (6.12)

Таким чином, при малих відносних змінах та пов'язані лінійною залежністю. Тому для одержання лінійної ЧМ ємність необхідно змінювати пропорційно миттєвим значенням модулюючого сигналу . Знак "мінус" у формулі (6.12) означає, що при підвищенні ємності генерована частота зменшується.

Крім варикапів як керовані реактивні опори L чи С застосовують також спеціальні лампові чи транзисторні схеми, які називають відповідно реакти­вними лампами, або реактивними транзисторами. Але для них необхідно мати додаткові джерела живлення та фазозсуваючі кола. Нині реактивні лампи застосовуються рідко, реактивні транзистори отримали широке розпо­всюдження як складова частина мікросхем.

Фазова модуляція в резонансному підсилювачі. Для одержання ФМ необхідно мати пристрій, на виході якого фаза гармонічного коливання змінюється пропорційно модулюючому сигналу . Одним з таких пристроїв може бути резонансний підсилювач з коливальним контуром як його навантаження, якщо змінювати частоту настройки контура. Для цього до контура підсилювача точнісінько так, як і до контура автогенератора (див. рис. 6.13), підключається варикап, який керується модулюючим сигналом. При зміні ємності варикапа відповідно змінюється резонансна частота контура, також і фаза вихідної напруги, тобто дістаємо фазову модуляцію. При цьому маємо паразитну амплітудну модуляцію, але її можна усунути амплітудним обмежувачем.

Рівняння фазової характеристики контура з добротністю для невеликої розстройки має вигляд і з врахуванням виразу (6.12) дістаємо

. (6.13)

Якщо варикапа і відповідно змінюється пропорційно модулюючо­му сигналу, то неспотворена ФМ має місце тоді, коли зміна пропорційна , тобто на лінійній ділянці фазової характеристики (6.13), де . Це справедливо тільки для індексу модуляції, який не перевищує 0,3-0,4 рад. Збільшення індексу модуляції можна одержати помноженням частоти.

5.6. ФОРМУВАННЯ СИГНАЛІВ З ІМПУЛЬСНИМИ МОДУЛЯЦІЯМИ

Методи формування. Імпульсні види модуляції, часові діаграми яких зображено на рис. 3.13, можна дістати прямими та непрямими методами. Прямі методи здійснюються тими самими схемами, що й аналогові модуляції з невеликими змінами: як переносник використовується послідовність імпульсів необхідної форми,

Амплітудно-імпульсна модуляція. Найчастіше застосовується прямий ме­тод формування АІМ. Для цього використовується будь-яка схема амплітуд­ного модулятора, наприклад діодного (див. рис. 6.8), який працює в режимі з

відсічкою. Замість діодів в амплітудно­імпульсних модуля­торах застосовують також транзистори, мікросхеми.

Частотіно-імпу­льсна модуляція. Якщо керувати частотою будь-якого релакса­ційного автогенератора, наприклад мульти­вібратора чи блокінг-генератора, дістаємо ЧІМ. Для зміни часто­ти імпульсів, як і в генераторі гармоніч­них коливань, необ­хідно змінювати параметри коливаль­ного кола. Крім зміни ємності варикапами, у релаксаційних автогенераторах також застосовуються керо­вані резистори, оскіль­ки вони забезпечують більші лінійність та межі зміни частоти.

Непрямий метод отримання ЧІМ заснований на перетворенні ЧМ у ЧІМ (рис. 6.16). Для цього ЧМ сигнал пропускають через обмежувач за максимумом та мінімумом із досить мали­ми порогами обмеження. З вихідних трапецієвих імпульсів ШІМ дифере­нціюванням та обмеженням одержуємо передні фронти. Це і є ЧІМ сигнал, частота імпульсів якого змінюється пропорційно модулюючому сигналу.

Широтно-імпульсна та фазо-імпульсна модуляції. Одним із простих, але широко розповсюджених методів формування ШІМ та ФІМ є одержання їх з АІМ. Цей процес пояснюється часовими діаграмами на рис. 6.17. Як перенос­ник для АІМ використовується періодична послідовність трикутних імпульсів (6.17, б). Якщо вихідний АІМ сигнал (6.17, в) пропустити через обмежувач за максимумом із низьким порогом обмеження, то на виході обмежувача дістаємо трапецієві імпульси ШІМ (6.17, г). Крутість фронтів імпульсів залежить від порога обмежувача. Якщо потім з одержаного ШІМ сигналу, як і в прикладі непрямого одержання ЧІМ, диференціюванням і обмеженням виділити передні фронти, то дістанемо сигнал із ФІМ (6.17, д), зсув імпульсів якого відносно центра трикутних імпульсів (6.17, 6) пропорційний модулюючому сигналу.

5.8. МАНІПУЛЯЦІЯ ПЕРЕНОСНИКА

Будь-яка маніпуляція (дискретна модуляція) переносника є окремим ви­падком аналогової модуляції (див. розд. 3.5), тому всі методи та схеми форму­вання аналогових видів модуляції повністю придатні і для формування маніпульованих сигналів, якщо послідовність стандартних елементів дискрет­ного первинного сигналу застосовувати як модулюючий сигнал. Якщо - двійковий сигнал, то він може приймати два значення: - двополярний сигнал чи - однополярний сигнал (див. рис. 1.2). В аналогових модуляторах слід застосовувати двополярний модулюючий сигнал.

Якщо врахувати дискретний характер модулюючого та модульованого сигналів, то можна здійснити дискретні види модуляції з кращою якістю принципово іншим мето­дом: сформувати спеціальними пристроя­ми (наприклад, автогенераторами ) дискретні сигнали і далі комутувати їх керованими ключами відповід­но до послідовності дискретних первинних сигналів (рис. 6.18).

Ключові схеми формування маніпу­льованих сигналів нині є основними, оскільки вони дають змогу одержати з високою точністю дискретні сигнали з раніше встановленими параметрами та властивостями. Як ключі застосовують діоди, транзистори, спеціальні мікросхеми. Головні вимоги до ключів - неспотворене передавання сигналів зі входу на вихід та відсутність проходження керуючого сигналу на вихід, тобто схема ключа має бути балансною для . Тому як ключі нині широко застосовуються аналогові перемножувачі сигналів. Зокре­ма, для формування ФМ-2 майже завжди застосовуються балансні модулятори.

Формування ВФМ-2. Для одержання ВФМ-2 можна використати будь-яку схему формування ФМ-2, тільки перед фазовим маніпулятором у коло моду­люючого дискретного сигналу включається спеціальний кодуючий пристрій, який забезпечує необхідне правило формування ВФМ-2 (див. §3.5): зміна фази переносника має місце тільки під час передавання одиниць дискретної послі­довності . Цей кодуючий пристрій називається відносним кодером.

Структурну схему відносного кодера для однополярної дискретної послідовності первинного сигналу подано на рис. 6.19, а. Кодер має два блоки: суматор за модулем два А/2 та лінію затримки на тривалість елемента сигналу . Роботу схемі можна простежити за часовими діаграмами на рис. 6.19, б, де цифрами показано форму сигналів у різних точках схеми. До входу 1 надходить послідовність дискретних однополярних елементів сигналу , які позначено як 1 та 0. Нагадаємо правило додавання за модулем два: . Відповідно до цього правила суматор М2 додає дискретні сигнали зі входу 1 та з лінії затримки 2. Нахиле­ними стрілками на графіках показано затримку сигналу 3 на час для одержання сигналу 2.

Поиск по сайту: